Buck电路电感计算讲解2

前面讲了buck电感临界模式的计算，考虑的是输入电压恒定的时候，

如果我的输入电压是一个变化的电压，比如输入源是电池，这个时候我们就需要考虑电感在最大电压与最小电压工作在满载的时候，断续模式里面电感电流的最大值峰值是在什么电压下面的。

首先确定好输入最大直流电压Uin_max,与最小直流电压Uin_min，输出电压Uo输出电流Io。

根据输入电压可以计算出来最大占空比与最小占空比，

Buck电感里面的平均值电流是Io，如果在最低输入电压下面设计成临界模式，在整个输入范围内就是断续模式。

根据上面的图，如果输出电压与电流不变，电感电流随输入电压变化而变化，

在临界模式里开关管开通时间

根据占空比的公式输入电压变高的时候D变小，所以Ton变小，一个周期里面电感的平均值电流Io是不变的，假设电感峰值电流不变，那么电感流过电流与时间形成的三角形面积=Io×T，周期T是固定，Ton变小，如果峰值电流不变也就是△I也不会变，输出电压固定Tm也不变，T不变，这样就会导致Io变小，与前面要求的Io不变相违背，要想Io不变，只有峰值电变大。下面来证明下。

前沿消隐

前沿消隐（LEB）技术在开关电源电路中是一种非常重要的的电路，对于电流型的芯片大部分都会有前沿消隐电路，这一电路在反激中非常的常见，主要作用是保证电源芯片的稳定性，避免出现误判导致整个电源系统崩溃，下面以反激电路为列来讲解为什么需要前沿消隐。

上面的反激电路图是一个电流型的控制芯片，电流型的芯片是通过电压环与电流环以前来控制MOS管的。芯片里面控制MOS关断是通过误差放电器的输出与CS脚电压经过比较器来比较而实现MOS管关断的，也就是当Rcs上面电压超过了误差放电器输出电压的时候，MOS管关断，这是芯片控制的基本逻辑。那Rcs上面的电压是反映了变压器里面电流的大小。如果是一个理想的变压器的，根据U=L*dI/dt  变压器里面的电流是线性增长的。当变压器里面的电流上升到一定值后去关断MOS管，   但是变压器是用导线绕在磁芯上面的，如果下图所示，一般我们变压器的原边的线圈比较多，而且会绕制多层，绕线与绕线之间是有匝间电容的，同时层与层之间也是有寄生电容这就导致了实际的变压器里面是有寄生电容C，而变压器的耦合是不能达到100%的耦合，所以同时也有漏感Lr。实际就是有寄生电容，同时有漏感，主电感，那就可以画出实际的变压器的电路模型来。

把实际的模型放到了电路中如下图，当MOS管关断的时候，寄生电容的两端电压是想等的，电容没有电，一旦MOS管导通，寄生电容一端接输入电压，另一端是接到地的，这时变压器的原边绕组上面的电流是为0A，电感的电流是不能突变的。而电容的电压是不能突变，但是电路是可以突变，这个时候电容是快速的充电，应为刚开机的时候电容上面的电压是为0V，那么所以的电压都是加在MOS管的内阻上面，这就是管子开通时就会有一个非常高的电流，这个电流有可能超过我们实际的电感上面的峰值电流，根据前面我们的电流采样电流知道，如果电流超过了误差放电器的输出电压，我们的电流检测脚就会给出管断MOS管的信号，而实际电感上面的电流是非常的小，这就会导致电源的整个系统出现问题，为了解决这一个问题。通过测试发现这一个尖峰时间是非常短的，一般是在200nS以内，为了把这一个尖峰消除，可以去加一个RC电路来消除这一个尖峰，就是下图中的R1与C1，那这一RC怎么去选取了，其实就是根据我们寄生电容导致的尖峰的频率的来取RC的截止频率，一般RC的截止频率的 3倍小于等于尖峰频率。RC的截止频率是1/（2πRC） 尖峰的频率一般是1/T 根据公式可以大概推出有简单的计算方式就是2RC≥200nS  如果R取1K  C的取值＞100pF 。

以前的芯片只能通过RC来消除，而随技术的发展，芯片公司在芯片里面把这一个尖峰做了处理。就是当驱动刚为高电平的时候，电流采样电路是不去检测电流，等过一段时间后才去检测电流，这样芯片里面就把刚开机的时候因为寄生电容导致的限流电阻上面的高电压给屏蔽了。这样的一个技术就是前沿消隐（LEB），这段时间就是前沿消隐时间，一般是200-300nS。有了前沿消隐的芯片可以不去加RC滤波电路。

VCC启动电路

电源管理芯片都会有一个VCC来提供芯片所需的电压，但是在启动的时候我们最常见的电路是高压上面下拉启动电阻到VCC。如图一

这一启动电路非常的简单与便宜，就两个启动电阻直接给VCC电容充电就可以了，这个电路流行了很多年，保证启动电流的情况下只需要注意启动电阻的耐压与功率就可以了

优点：电路设计简单、价格便宜，

缺点：损坏大，输入宽范围的时，为保证低压能正常启动，启动电阻阻值需要选小，高压时损耗非常大，设计的不好很容易在输入高压时损坏。所以很多时候为了解决这一问题都会选较大功率的启动电阻。

                                                              图一

随市场的需求，开关电源的效率要求越来越高，为了提高效率就推出了有源启动电路。如图二

                       图二

上图是一个有源启动电路，它是在原来的启动电阻上面加了一个控制电路，就是曾加了一个MOS管，这样做的原因是在正常工作后，让VCC绕着给一个电压把mos管关断，让启动电阻不在有电流流过，减小了正常工作后的损耗，但是VCC的时序的配好，因为在不同的状态下启动，会出现启动不起来的现象，利用这一电路是非常需要注意的，启动的电阻还是需要原来不加MOS管的时候的功率与阻值，有很多得工程师在用这一启动电路的时候会减小启动电阻的功率。认为启动后电阻就不在流过电流了，有见过用几颗贴片电阻替代的。这些都是没有考虑电源工作在异常状态，列如输出短路的时候，电源一直在启动，启动电阻基本上一直在工作着，这样功率不够的话，很快就会坏了。还有这一电路在生产的过程如果有出现了虚焊，在生产的过程中可能就会损坏。

优点：提高了整机的效率，

缺点：电路复杂调试难道增加，并且成本明显升高，故障率提高。

为了解决上面两个电路的缺陷，随电源管理芯片的技术更新，芯片公司就把有源启动电路做到了芯片里面，增加了高压启动脚

也就是如图三所示：

这一高压启动脚的出现，是因为芯片所需供电电流比较低的原因，很多得HV脚是有恒流充电的，启动电阻可以用贴片电阻，注意启动的最大电流来设计启动电阻就可以了，这样的好处是原来的有源电路不需要再在外面搭建外围电路，把芯片的外围电路简化了很多，在要求体积小效率高的场合非常流行。

                        图三

市场上现在要求有超低待机功耗，为了解决待机低功耗的问题，芯片厂家想到了把X

电容的泄放电阻进行取消，泄放电路由VCC启动电路来提供，也就出现了下面的电路

                                                                   图四

输入差模电感讲解

开关电源的EMC部分经常会看到有加差模电感，这个电感的作用就是用来抑制开关电源的噪声进入电网用的，特别对于要求高PF的电源里面，如果前面加太多的X电容，可能会引起PF值下降，所以很多时候是加差模电感。

高PF开关电源大部分是有功率因数校正电路的，比如APFC电路，是通过控制开关管的开通与关断来实现输入电流与电压跟随，为了实现电流跟随电压一般APFC前面是不能有太大的电容，没有太大的电容，那么开关管开通与关断引起的高频电流纹波不能很好的被滤除，没有被滤除的高频纹波电流随输入线进入到了电网，引起输入传导电磁干扰超标，为了解决EMI的问题，通常会加差模电感，比如下面图上的差模电感。那么这样的一个电感要怎么去计算，很多的人是测试EMI的时候实际去尝试，比如EMI不过的时候就加大电感量。但是我们可以通过计算大的知道需要多大的感量。

这个差模电感既然主要的作用是抑制PFC上面的高频纹波，一般PFC的开关频率都是在150kHz以下，因为EMI测试频率范围是从150kHz开始的。所以我们的要抑制150kHz以上的频率，然后前面的C1与差模电感的截止频率f很多时候是选择0.1-0.3倍的开关频率，C1是指输入部分的X电容。比如一个开关频率是60kHz，那么截止频率差不多是10k左右，根据

 只有知道C就能计算出来电感的感量.

假设一个开关频率fs=60kHz的电源，前面的X电容选择220nF，计算下差模电感。

首先截止频率fc的选取，fc=0.2×fs=0.2×60kHz=12kHz

电感的选择  计算出来的L=800uH

差模电感很多都是用环形铁粉末磁芯材料去绕制，铁粉末磁芯的价格比较低。

在中小功率里面经常看到有差模电感，但是很多的大功率电源里面没有差模电感，这是为什么了，这是功率越大的情况下，输入部分的X电容越大，X电容越大所需要的差模电感的感量越小，比如当X电容大到4.7uH的时候，截止频率到20kHZ的时候，计算出来的差模电感就只有13.4uH，这个感量是非常的小了，我们知道大功率电源里面的EMI部分肯定是有几个共模电感的与X电容形成多级滤波。

如下图所示的EMC输入部分

这里面有3个共模电感与x电容，理想的共模电感在输入的L相与N相的差模回路里面是没有电感量，共模电感是两个绕组在同一个磁芯里面，下面的图就是一个共模电感的实际绕线图，因为两个绕组是同进同出的，电流在L与N回路里面是电流的流向是在另个绕组里面是想反的，两个绕组产生的磁力线相互抵消，导致电感量为0，所以理想的共模电感在差模回路里面是没有电感量的，但是实际绕制的共模电感，因为两个绕组的绕线方式不一定能做到完全一直，也就是耦合做不到100%，这样就有漏感存在，这个漏感就变成了差模电感。

所以功率比较大的电源里面很多都是利用共模电感里面的漏感来抑制开关电源里面的噪声。

现在有很多的共模电感是那种差共模一体的，这样有时候可以减少差模电感，当然这还是要去实际测试下，共模电感的漏感是多大，然后计算下截止频率是多，这样就可以很好的知道要不要放差模电感。

MOS管波形异常的解决方法

接下来我和大家介绍PFC MOS管DS震荡波形解决方法

PFC的结构原理图如下

                        图1

我们的mos管波形在各拓扑结构中的波形都会不一样，对与PFC来说，我们的MOS管波形见图2，这是因为我们的工作在了CCM模式下的PFC  MOS管波形，可以看到尖峰非常高，

                            图2

                                            图3

从图3我们可以看到DS的震荡非常的厉害，当出现这种现象的时候，需要怎么解决了，有很多刚入行的工程师可能不知道怎么入手。

对于这一关问题可以从下面几个点入手

1、续流二极管是不是合适，检查续流二极管的规格书，找一个参数相近而不同品牌的二极管装上去重新测试下，对比前后波形看有没有改善。

2、Mos管的也可以找一个不同品牌的替换上去看下波形，是不是有变化，变差还是变好

3、查看驱动波形，是不驱动电阻太小，导致驱动震荡的非常厉害，改变驱动电阻的阻值，改大看看有没有改善，

4、如果上面的都没有改善的，看是不是PCB布线的问题，可以割线看看，但是一般不建议这样做，

5、实在不行就加RC钳位电路，但是带来的是损坏加大，MOS管温升可能会高。

一般我们都是从以上5点出发来解决问题。

我们解决问题的时候首先的从最简单的入手。

对我们最简单的就是先查看驱动波形，与DS的电流波形，如果没有电流探头的，可以先看驱动的波形，如果驱动的波形很差的话，我们可以通过改变驱动的匹配电阻来改善驱动波形。

实际查看得驱动波形如图4

                            图4

从图上驱动波形来看得话，一般这样的问题都是硬开关里面出现，因为有很米勒效应在里面，当我们看到有弥勒效应的时候，就可以确定我们的开关是硬开关，从图上的波形来看，

MOS管驱动是有很严重的问题的。

首先当驱动电压到了米勒平台后，我们希望他是保持不变得，

但是上图中2号圈里面有震荡，而且震荡的非常严重，都有震荡到接近0V了，

这是我们不能接受的，很可能会引起二次关断。

当出现这种现象的时候我们的解决方法只有加大驱动电阻

如下图是一个推挽电路，也叫图腾柱，我们可以改变R3，把R3电阻适当加大，让开通速度适当变慢，R3由原理的22Ω，改成了现在的47Ω，

然后我们在看关断的的米勒效应1号圈，也是震荡的非常厉害的，一样的办法是改变驱动电阻R2，加大R2的阻值，R2的阻值也是由原来的22Ω改成了47Ω

                                                 图5

改好了驱动电阻后，我们再来看下改完驱动电阻后的驱动波形

 下面图6是该后的驱动波形。

                  图6

从图6的波形来看，驱动波形非常的漂亮，原来的震荡基本上没有了，可能有人会认为这样加大驱动电阻会引起MOS波形发烫，其实是不会的，因为我们的驱动电阻加的也不是很大，

当然改完后还是要做温升测试。

下面我们在来看图7的DS的波形，已经非常漂亮了，图8是没有改驱动电路的波形，

从下面的两个图对比来看，我们的DS波形震荡已经改善了，DS震荡在我们的接受范围内。

这样我们的MOS管的电压应力也解决了。

                               图7                                                                        图8

从这一个案例来看得话，驱动电阻太小时很有可能会引起我的DS震荡非常的厉害，这一原因都是弥勒效应的存在，所以在选取我们的mos管的时候也可以注意下寄生电容的大小，如果我们不改变驱动电阻的情况下，改变MOS管也可能会有所改变，原理都是改变mos管的开通与关断速度，让dV/dt变小。

如果改驱动电阻没有效果的话，可以改变续流二极管，这也是一个不错的选择。但是对于加钳位电路与改PCB板是尽量不要去用。