LLC谐振电感外置与集成的优缺点

大家好，我是张飞实战电子姜维老师！接下来给大家分享LLC谐振电感外置与集成的优缺点。

LLC电源里面有一个谐振电感与谐振电容，但是很多时候见到的实际PCB板里面只有LLC变压器与谐振电容，并没有谐振电感，这个谐振电感是集成到了变压器里面了，那么这个电感其实就是利用了原副边的漏感来做的谐振电感，在硬开关里面漏感是我们不想要的，希望他越小越好，因为漏感上面储存的能量还需要专门要做一个电路进行出来，但是谐振变换器里面漏感是有益的，可以用来做谐振电感，这样就可以不用再做一个电感来做谐振电感，这就是集成谐振电感的变压器。而有些电源是有独立的谐振电感与变压器的，这种就是外置谐振电感的电路，下面我们就来讨论下这两种电感的方法优缺点。

一、外置谐振电感的优点：

外置谐振电感是一个单独的电感，与主变压器是分离开的，这设计起来就非常灵活了，虽然感量是通过具体的设计得来的，但是具体的电感可以用不同的材质，来优化电感上面的损耗，并且可以把功率密度做高，而且主变压器的磁芯骨架的选择比较多。外置谐振电感对于我们变压器的调整是没有影响的，因为在调试的过程中，可能我们的原边圈数有可能调整，调整原边绕组就会影响漏感，因为是分立的变压器，一般漏感都控制的非常低，与外置的谐振电感比起来是非常小的，所以微调原边的圈数，对谐振电感的影响不是很大，可以忽略。

二、外置谐振电感的缺点：

外置谐振电感的成本是要比集成的要高，这是单独制作了一个电感，材料上面就会多出来的磁芯和骨架、绕电感的铜线等，然后就是工时成本了，一个是电感制作成本，然后就是电源制作的时候需要插件的成本。谐振电感工作的电流是交流的，所以磁感应强度工作在第一象限与第三象限，为了磁芯的损耗不是很大，一般Bmax取值都比较低，这样导致用铁氧体磁芯的时候中柱开的气息比较大，很容易引起谐振电感的涡流损耗比较大，导致温度比较高。

三、集成式的谐振电感的优点：

  集成谐振电感在材料与人工上面可以节省下来一些成本，但是集成式的电感需要专门的骨架来绕制才可以，因为是漏感做谐振电感，一般计算出来的谐振电感的感量占主感量的20%了，也就是说漏感需要达到原边感量的20%，这样原边与副边的耦合不需要很好，

为了把漏感做大，我们一般需要用到一些专业的骨架，这种骨架带来的好处就是漏感大，并且原副边的寄生电容变小了，这样对于我们的LLC是有一定好处了。一般我们用的集成式的骨架是把原边与副边分开的分槽骨架，这样原副边之间的安规就要比分立的好很多，可以原副边的都用漆包线，原副边的安规基本可以不用考虑，并且整个绕制都要简单很多，

四：集成式谐振电感的缺点：

    这种集成式的变压器的缺点也是非常明显，整个变压器体积要比普通的大很多，因为是分槽绕制的，所以绕制空间一般需要比较大，并且漏感需要比较大，这种骨架一般都是需要订制，这样对于成本来说就会增加，当然如果量比较大，多出来的成本基本可以忽略。因为谐振电感就是原边的漏感，所以在绕组原边圈的时候对漏感的大小影响非常的大，一旦固定下来谐振漏感，那圈数就不好调整，所以集成式谐振电感一般做的功率不是很大，到了上千瓦的功率基本就都是用分立电感来做谐振电感。

总的来说我们在设计中是用集成式的谐振电感还是分立的这个还是需要根据每个公司的情况去考虑，如果是量比较大的，功率不是很大，用集成式的是有很大的优势的，因为功率小，一般谐振电感比较大，励磁电感也比较大，如果用外置电感的话，用铁氧体做谐振电感，电感的绕线圈数多，绕线电阻大，铜损是比较大的，用集成式的就没有这个问题了，但是集成的在功率大的时候磁芯的涡流损耗比较重，所以都用外置的。

TL431的应用电路图

TL431在电源里面应用非常的广泛，最常见的应用就是在输出反馈电路上面。

下面我来介绍下在几种常用的电路，在应用TL431之前，先要清楚的知道下面几个点。

1、TL431的KA之间最大只能承受36V的电压。

2、KA之间需要流过1mA的电流才能正常工作。

3、低动态输出阻抗：0.22Ω（典型值）。

4、TL431的工作温度一般都是85℃，在应用的时候需要注意环境温度。

下面来介绍下TL431用来提供一个参考电压的电路图2，这个VKA电压就是等于TL431内部的基准电压Vref=2.5V，这里应用的时候需要注意下，R这里有很多的人都接一个1uF的电容对地，这里不需要接电容，如果接电容的话也是接一个1nF或是10uF的，如果是1uF的有可能引起振荡。

如果我需要一个大于2.5V的电压并且精度要求比较高那么我们就可以应用图3的电路，VKA=Vref（1+R2/R1）这里需要注意的是R1的取值一般是根据R1上面流过的电流来选取，

因为TL431的R极是有一个偏置电流的，这个偏置电流都是非常的小一般是几微安的电流

很多时候我们计算的时候都是没有考虑这个偏置电流的，这是因为R1上面流过的电流是远远大于偏置电流，所以没有去考虑。为此在选取R1的时候一般都是让R1上流400uA-2mA之间的电流，如果选择1mA的话，那电阻R1=2.5V/1mA=2.5K的电阻，实际应用中可能选择了2.3K的电阻或是2.7K电阻。

TL431应用到恒流电路里面应用：

在一些简单的电路里面要求电流恒定的时候，就可以应用下面的电路，下面只是一个给电池充电的简单电路，充电电流IC=Vref÷Rcs，在个电路里面的应用一般都是对于小电流的电池充电，因为Rcs上面的电压要达到2.5V,是一个恒定的电压，只有限流电阻上面的电要恒定，电阻不变才能实现恒流充电，电流大时Rcs电阻小，电阻上面的损耗功率比较大。

电阻上面的损耗，如果是大电流的就要应用其他的电路了。

图4线性电源里面稳压管来稳住三极管的基极电压，因为三极管工作在放大区域，所以输出电压Vo小于0.7V稳压管电压，这样基本上是可以实现我们所需要的电压，但是稳压管的值是一系列标准值，有时候我们需要一个精度比较高的电压的时候，稳压管的应用就不行了，而且稳压管的精度在高低温里面误差比较的，所以高精度线性电源就不适合用稳压管。

图5是TL431应用到线性电源里面，可以得到一个精度比较高的输出电压Vo。

首先TL431的温度特性比较好，

然后TL431的R脚的可以共通过电阻R1与R2检测输出电压，实现了一个负反馈电路。

并且可以调节R1的的阻值可以得到我们所需要的电压。

气体放电管与压敏串联应用时谁会先导通

陶瓷气体放电管在开关电源里面应用的非常多，经常与压敏电阻串联一起使用。

如下图所示，气体放电管与压敏串联放置在输入的L/N与大地线之间，他们的作用是在共模雷击的时候起到一个抑制雷击电压的作用，雷击时压敏电阻与气体放电哪个先导通了。

首先我们先来了解下气体放电管的特性。

气体放电管采用陶瓷密闭封装，内部由两个或数个带间隙的金属电极，充以惰性气体（氩气或氖气）构成，基本外形如图2所示。当加到两电极端的电压达到使气体放电管内的气体击穿时，气体放电管便开始放电，并由高阻变成低阻，使电极两端的电压不超过击穿电压。

气体放电管的参数：

1）反应时间指从外加电压超过击穿电压到产生击穿现象的时间，气体放电管反应时间一般在μs数量极。

2）功率容量指气体放电管所能承受及散发的最大能量，其定义为在固定的8/20μs电流波形下，所能承受及散发的电流。

3）电容量指在特定的1MHz频率下测得的气体放电管两极间电容量。气体放电管电容量很小，一般为≤1pF。

4）直流击穿电压当外施电压以100V/s的速率上升，放电管产生火花时的电压为击穿电压。气体放电管具有多种不同规格的直流击穿电压，其值取决于气体的种类和电极间的距离等因素

下面看下压敏电阻的参数：

看上面表格压敏电阻参数，从表格中我们可以看到在1kHz的时候电容有210pF，而我们的放电管1MHz频率下面的电容是在1-2pF

图1的原理图可以画成下面的图3的原理图，如果我们在L线对PE之间加雷击浪涌电压，放电管与压敏电阻的电压会被寄生的电容分压。两个电容串联的时，容量小的分压高，容量大的分压小，压敏的寄生电容是放电管的几百倍，所以大部分的电压会分压到放电管上面，这样就会导致放电管击穿电压先达到，放电管导通后电压才加到压敏电阻上，压敏电阻才会导通。这样的压敏与放电管串的电路应用，响应的时间就是放电管与压敏电阻响应之和。

假设GD1放电管的响应速度是200nS，MOV3压敏电阻的响应速度是25nS，在L与PE之间加雷击浪涌电压，因为寄生电容的原因，会先让GD1导通，然后才是MOV3导通，所以整个电路的响应时间是200nS+25ns=225ns，也就是两个器件响应之和。

MOS管驱动电路

Mos管驱动有多种方式，有专用驱动芯片驱动，也有用其他的器件搭建的驱动，下面就讲解下目前比较流行的几种驱动方式。

最简单的方式就是电源管理芯片直接驱动，电源芯片都是有直接驱动MOS管的能力的，只是在应用这种驱动方式的时候，

1、需要去注意下我们芯片规格里面的Sink/Source Capability，不同的芯片对应的参数是不一样的。

2、了解下MOSFET的寄生电容，比如图上的Cgd，Cgs等，我们MOS管开通的时候就是在给Cgd，Cgs在充电，如果这两个电容的容值比较大的话，那么驱动的能力就需要加大，如果驱动能量不够可能导致MOS管驱动不开而增加损耗，一般对于小功率的电源用的MOS管电流不是很大，用芯片直接驱动是可以的，有些芯片在规格书里面指出芯片最大能做多W的电源。下面的电路是芯片通过电阻直接驱动，开通与关断的速度一样，

我们很多的时候为了让开通的速度变慢点，关断的速度变快点，这是因为关断的时候，电压一般要比开通的时候高，这的话关断的损耗要比开通时的损耗大，为了解决这一个问题，我可以通过吧关断速度减小，这样就可以减小关断速度。具体做法就是如下面的图。看下面的图，可以看到MOS管在开通的时候，有R1与R4限流，然后对MOS管电容充电，当关断的时候，R4的电阻上面的电压被钳位在0.7V（这里认为二极管的VF就是0.7V），大于0.7V后，电流充二极管上面流过，然后与R1串联放电，这样等减小了驱动电阻，让MOS管快速的关断，减小了关断损耗，这一个电路中，一般R1与R4的电阻参数的匹配，一般R1要小于R4，比如R1 是22Ω，R4是47Ω的参数，当然这一参数不是固定的，是可以改变，不同的MOS管的参数是不一样的。虽然加快了关断速度，但是这样一来的就要去电源芯片的驱动能力变大，有些芯片能力不够的可以通过增加PNP三极管来实现。

下面的图就是增加三极管的驱动电路，MOS开通的时候还是让芯片来直接驱动，关断的时候通过三极管来放电，让三极管工作在放电状态，让三极管的be电流来控制ec电流来泄放MOS管的栅极电容的电荷，ec的电流是通过be电流放大的，只要三极管的ce电流足够就可以了，这样的电源IC所需的关断能力就要小很多，解决了关断速度开的问题，同时也解决了IC驱动能力不足的问题。

解决了关断的能力，对于一些功率比较的的电源，里面的MOS管可能电流比较大，驱动电容非常的大，甚至出现多颗电源并联等，这个时候电源芯片可能直接驱动MOS管的能力就不够了，同时会出现芯片与MOS管距离比较远的现象，如果直接用芯片驱动，PCB上面的线感也比较大，那可以根据上面的关断的时候增加三极管来驱动MOS，在开通的时候也可以增加三极管来驱动MOS管，这样的芯片的驱动能就大大的减小了。如下图所示，就是我们的增加了两个三极管，这就是推挽电路也叫图腾柱电路。他有两大好处。

1、使芯片的驱动能量得到放大，可以同时驱动多个MOS管，都有足够的能量，把大部分驱动的功耗都分散到了图腾柱上面，让芯片的功耗减小了，避免芯片温度高的问题。

2、图腾柱电路可以在PCB画板的时候随意移动，这样的可以靠近MOS管，让MOS管的开通与关断的驱动电路上面的线感非常小，避免一些没有必要的误动作。

上面的几种电路MOS管与芯片都是共地的，有时候会出现不共地的时候，比如半桥的上管MOS管，这种不共地的MOS要驱动的时候，就会用到了隔离变压，对于隔离变压的应用很多时候是下面的电路，就是增加了隔离变压，同时增加了一个RC滤波电路，其中R1目的是抑制PCB板上寄生的电感与C1形成LC振荡，C1的目的是隔开直流，通过交流，同时也能防止磁芯饱和

开关电源的钳位电路讲解

反激中RCD钳位电路的电压分析。

一：如上图红框里面的电路是反激电源的钳位电路，用的RCD钳位，这一个电路在开关电源中非常常见，可以说现在市面上的反激大部分是用的这一电路。

设计这个电路的目的是吸收反激变压器漏感的能量，限制MOS功率管的最大反向峰值电压。但是设计的时候我们怎么选取是一个很大的问题，RC吸收损耗太重会影响整机的效率，如果RC损耗太轻的就会影响MOS管的电压尖峰，导致尖峰太高MOS管电压应力超。所以设计这个电路我们的综合考虑

二：设计RCD吸收电路之前，我们要清楚为什么需要设计这一电路，目的是什么

对于反激变压器我都知道是有漏感存在的，

首先需要知道漏感是一个什么。

我们知道变压器主要是由初级线圈，次级线圈与磁芯组合而成，它是利用电磁感应的原理来改变交流电压的一种元器件，理想的变压器是没有损耗的并且没有漏磁通，但是实际中的电感是有损耗与漏磁通，初级线圈所产生的磁通不能都通过次级线圈，产生漏磁的电感就是漏感，也就是说在漏感中的能量是不能传递到副本的，这一部分能量只能在原边，不能传递到副边的这些能量我们的需要处理，可以通过一些电路来吸收掉，或是返回到输入母线上去，这就有人会设计所谓的无损吸收，但是在实际应用中比较复杂并且EMI不好，

所以大多数都是用RCD损耗掉了，那我们设计RCD的目的就是把漏感能力吸收掉，但是不能把主回路的能量损耗掉，否则会影响整机的效率。要做到这点必须对 RC 参数进行优化设计

三：我们来分析下RCD吸收的整个过程，

当MOS管开通的时候电感电流上升到Ip时MOS管关断，漏感上的能力不能传到副边，这时候只能通过D6给C3充电，把所以的能力都充到C3上，当C3比较小的时候，那么C3上的电压Vc就上升的比较高，这时候为了MOS管的应力，我们可能会加大C3的容量，具体可以通过测试实际的波形来判断，

但是，我们不希望电容太大，如太大会导致关断的时候C3上的电压Vc小于反射电压Vr，导致副边反射过来的电压Vr一直在给RCD充电，导致整机效率低。

电容的选择我们需要刚好适合我们MOS管的Vds电压。

我们的电阻的选择也不能太小了或太大，如果太小了会导致Q1没有开通前，C3上的电压已经掉到了反射电压Vr了，这时候反射电压Vr又会对RCD充电损耗输出的能量。

电阻值太大会导致我们在开机与短路的时候会出现MOS管电压应力超

我们如图上的C3上的电压波形3一样，就是关断的时候电压上升到Vr以上，当MOS管的开通的时候C3电容上的电压没有下降到Vr，并且当下次开通的时候C3上的电压还没有掉到0V.这是我们的最佳选。

四：钳位电路上的电阻与电容的选择。

VDS是MOS管的额定电压，我了留有余量我们一般都是取MOS管的额度电压的0.9倍。

Vc是RCD上C的电压

Vin-max是输入的最大电压

Vc=0.9VDS-Vin-max  

f为开关频率

Ip我原边的峰值电流

漏感上的能量都被电容吸收，然后都损耗到电阻R1上。

电阻上损失的功率Pr=Vc^2/R1,实际的电阻需要取2倍的Pr

漏感中转过来的能量WR=Wlr1+Wlr*Vr/（Vc-Vr）

转换成功率就是Pr=1/2*f*Lr*Ip^2{1+Vr/（Vc-Vr）}

Vc^2/R1=1/2*f*Lr*Ip^2{1+Vr/（Vc-Vr）}

R1=2(Vc-Vr)*Vc/(Ip^2*f*Lr)

钳位电容C3的取值

△V一般取Vc的5%-10% ,

C3≥Vc/（△V*R1*f）

在电阻与电容选定后，实际的电路中还需要测试看是不是我们需要的最值。