Buck电感感量计算

Buck变换器别名叫降压变换器，串联开关稳压电源。

作用是把输入高电压转换成人们需要的低压。不要市电是AC220V，整流滤波后是310V的直流，大多电子产品是低压电路，一般是5V、12V、24V、36V、48V等，这些低压的电子设备不能直接应用输入AC整流后的直流电压，必须用一个转换器转换成所能应用的低电压。当然能把高压转化成低压的转换器有很多种，Buck只是其中的一种，他的优点是效率高，体积小，不同负载下面稳压效果好。

线路组成主要的功率器件是由开关管Q1，二极管D1，储能电感L1，输出滤波电容C1组成，

下面在稳态的时候进行分析

当Q1导通的时候，电流是由输入端正流过Q1→L1→负载再回到输入的负，形成回路1，根据KVL在回路1里面这个时候电感L1两端的电压是Vin-Vo-Rds*I，忽略mos管的压降，电感两端电压VL=Vin-Vo. 导通的时间为Ton，电感电流是线性上升（在电感没有达到饱和前）

在Q1关断是电感电流达到最大lLmax.

当Q1关断的时候，因为点感电流不能突变，为了维持原理的电流，D1导通，电流的流向由L1→负载→D1→L1形成了回路2，根据KVL，在一个回路里面的电压为0，这个时候电感上的电压为VL=Vo+Vd，如果忽略二极管的压降，电感两端电压为Vo,关断时间为Toff

电感放电时间为Tm，

当Tm＜Toff时，电感电流是不连续，这种电感电流不连续叫断续模式（DCM）。

当Tm＞Toff的时候电感电流是连续，这种电感电流连续的叫连续模式（CCM）。

当Tm=Toff时电感电流刚好释放完，这种处在连续与断续之间的叫临界模式（BCM）。

我们看整个的回路1与回路2里，电感L1与负载一直都在，而输出的负载电流是恒定的Io。

输入电感电流在整个周期里面，一直是变化的，但是平均值电流是与输出电流一样就是Io。

又因为电感电流是线性增长后是线性下降的（电感不饱和），所以我们可以通过电感上的最大电流来判断电感是工作在连续还是断续。

当电感最大电流ILmax = 2Io的时候，电感电流是工作在临界，

当电感最大电流ILmax＞2Io的时候，电感电流是工作在断续，

当电感最大电流ILmax＜2Io的时候，电感电流是工作在连续。

下面是电感电流工作在连续与断续的波形。

从上图可以看出来，如果以输出电流为参考，当△I=2Io的时候，设置开关频率fs

这个时候可以根据U=L·di/dt，L就可以计算出来，推导过程如下。

在Q1导通的时候电感两端电压U=Uin-Uo，

dt为导通时间Ton，

电感的计算公式就是

假设一个12V输入的电压，输出电压为5V，输出电流为2A，开关频率为100kHz

需要计算下临界模式下电感的感量L

临界模式，那么电感上变化的电流△I=2·Io=4A

Ts=1/fs=1/100kHz=10μs

又因为是临界模式

首先输入电压范围Uin_min-Uin_max,输出电压Uo输出电流Io

这里计算电感的时候，我们需要知道，如果我们设计在输入最低电压电压临界，大于最低电压整个电感是断续的，如果我们设计在最高电压临界，在带满载的时候整个输入范围都是连续的。

降压电路的电容容量计算

 降压拓扑结构在电子产品里面应用的非常的多，但是很多的工程师对电容的选取不是很清楚，下面就buck工作在临界模式里面与连续模式里面电容是怎么选择的。

下面的图一是开关开通的时候，电流的流向，在开通的时候，电容电流有充电也有放电

但是充电一定是平衡的。

图二是开关关断的时候，电流的流向。在关断期间电容也有充电与放电的过程。

从上图来看的话，buck电路在稳态的时候，电感电流为临界状态，当我们开关S1闭合为t0时刻，电感L1上面电流从0开始上升，这个时候输出电压是通过C1电容的放电来维持电压基本保持平衡，所以输出电容电压是下降，随时间的推移到t1时刻，电感电流上升到输出电流IO的时候，可以认为电容既不充电也不放电，t1时刻之后电感电流继续上升这时IL＞Io，电容开始充电。电容电压开始上升，到t2时刻，开关管关断，电感电流到最大ILmax＞Io，输出电容继续充电，电压上升，t2时刻后到t3之前，电感电流开始下降，在IL＞Io的时候，输出电容还是在充电，一直到t3时刻，IL=Io电感电流完全给负载提供电流，没有多余的电流来给电容充电，电容不充电电压达到最大值，t3时刻后电感电流IL＜Io，电容开始放电，电容电压下降直到到t4时刻。开关管开通下一个周期开始。在稳态的时候电容的充电与放电一定是平衡的，这样才能维持输出电压稳定。

从下面的图上分析，电解电容的充电时间是t1-t3，电感电流IL＞Io的时候，

电容电压上了了△V，t1-t2的时间是1/2开通时间，t2-t3的时间是1/2关断时间，

t1-t3的时间段就是，也就是电容充电时间是半个周期。

放电时间也是半个周期，

   充电的平均电流就是

在整个的充电过程中，电容的充电电压由最小电压充到最大电压，最小电压到最大电压的压差为△V，△V=Vomax-Vomin 这里的△V就是电容充放电引起的纹波电压，BUCK电路里电感的平均电流是等于输出电流Io的，所以临界模式的BUCK里ILmax=2·Io

这样就可以得到电容的平均充电电流Iav=Io/2

根据Q=C·V=I·t  

临界模式里面电流是平均充电电流

临界模式的时间是电容充电时间

△V是要求的纹波电压，一般是输出电压的1%或2%

根据公式可计算出

临界模式里面△I=2·Io  

如果是连续模式里面△I=r×Io  

r取0.2-0.4之间

PFC旁路二极管作用，都给你总结好了！

图1所示，

PFC旁路二极管D2的作用是什么，已经是一个是老生常谈的事，今天我们来好好的讨论下

图1

网上有这么几种说法：

1、当启动的时候，冲击电流是从D2流过，D2是慢管耐冲击电流比较大，D1是快管，会损坏二极管。

对于这一个观点，我觉得是次要原因，因为我们随意找一个600V/10A的快管，他的冲击电流也不小的，如下图所示120A.

图2

我们电源一般的要求冲击电流时不会允许这么大，一般我们都会在输入回路里面加NTC，这就会大大的减小了冲击电流，还有就时没有D2，开机的瞬间L1时会串在里面，L1时有一定的感抗，这样冲击电流应该会更小，更不能说明时保护D1的作用了。

在这里好像有点说不过去，难道这种说法时错误的吗？？应该也不会。

据我所知道是以前时没有这个二极管的，后来随着技术的的发展而加上的。

原因是CCM模式的PFC二极管的反向恢复电流太大，损耗比较大，PFC mos管的温升高，效率做不上去，技术的发展碳化硅二极管的应用开始流行在CCM模式里面，碳化硅二极管与普通的快恢复的二极管优势很明显，我们有做个实验用普通的快恢复二极管做的500W PFC就换一个碳化硅，输出功率不变的情况下，输入会少7W，效率明显提升很多，虽然成本上去了，但是散热成本降下来了，综合来看，成本上升很小，但是正确效率提升是一个大的亮点，这有点扯题外话了。碳化硅二极管的特性是耐冲击电流太小。

图3

如下图就是碳化硅的参数

图4

从上图中我明显看到碳化硅的冲击电流只有30.5A还是在25摄氏度的是，高温下更低。随碳化硅二极管的应用，D2就必须的用。

2、看上面的描述。感觉是不用碳化硅就不需要了用了？临界模式下PFC都是快恢复的二极管，应该不用也可以，我有实验过不用，反复开机没有任何问题。但是很多工程师会有一下的疑问。

图5所示：

如果没有旁路二极管D2，开机时的冲击电流比较大直接流过PFC电感L1，现在很多的PFC电感是铁氧体的磁芯，会出现饱和现象，有了D2可以起到一个很好的保护作用.

乍一听好像是这样，但是仔细想想，当冲击电流来的时候电感饱和又会怎么样了，因为这个时候我们的PWM还没有输出，就算饱和了也没有事情，等我们的PWM发出的时候，电感已经恢复了。

图5

这是一个我们值得深思的问题，感觉不用是可以的，是不是大家看到CCM模式有用就随大众加了，真的是这样吗，我想当然是不可能的.

这个D2的出现还有一个非常大的原因就是随电源技术的发展，各种可靠性实验越来越多，其中的雷击实验是越来越严酷，现在有些客户可能要求差模与共模都是10KV 内阻2欧姆，在这么严酷的实验要求下，D2就应运而生了。当我说到这里的时候有很多的工程师都来知道怎么回事了，特别是经常做雷击实验的工程师肯定是深有体会。下面我们来分析是什么原因。

图6

如图6所示，

当PWM驱动波形是高电平时，MOSFET打开，电流从L1流入MOSFET ，这时候MOSFET雷击的浪涌电流正好发生，那么一个很大的电流将进入L1与MOSFET，L1会出现饱和，一但饱和，我们的电感就相当与短路，那MOS管Q1上的压降等于输入电压，因为MOS管时在开通状态，现在的MOS管等于是一很小的电阻，一般都是mΩ级别，那MOS管的电流一定会过应力而损坏MOSFEG。

有人会问我的L1电感非常强壮，不会出现饱和，这种可能性太小了，雷击浪涌实验感应过来的电流一般都是几百上千安培，你的有多大的电感，假设这种情况成立，L1上可以承受这么大的电流，电感上的自感电动势也非常高，会使得A点电压过高，也有会使整流桥电压过应力损坏。

图7

3、还有一种说法在网上可以查到

不加旁路二级管，如果功率MOSFET发生失效，那么，发生失效的条件通常是：输出满负载，系统进行老化测试、输入掉电测试以及输入AC电源插拔的过程中。

在上述条件下，输入电压瞬态的降到较低值或0V，由于输出满载，PFC输出大电容的电压VBUS迅速降低到非常低的值，PFC控制IC的VCC的电容大，VCC的电流小，因此，VCC的掉电速度远远小于VBUS的掉电速度，VCC的掉电速度慢，只要VCC高于PFC控制IC的VCC的UVLO，那么PFC控制IC仍然在工作。

当VCC的值比UVLO稍高一点时，输入电源AC再加电，PFC控制IC没有软起动过程直接工作，由于输出电压比较低，特别是在输入正弦波峰值点附近开通功率MOSFET，PFC电感和功率MOSFET的工作峰值电流非常大，如果电感的饱和电流余量不够，或PFC的电流取样电阻选取得过小时，PFC电感有可能发生饱和，功率MOSFET在大电流的冲击下，就有可能发生损坏。

同时，功率MOSFET的VGS电压比较低，约等于PFC控制IC的VCC的UVLO电压，如果功率MOSFET的饱和电流比较低，就有可能会进入线性区工作，更容易导致功率MOSFET线性区工作而损坏。

如果电流取样电阻RS在功率MOSFET的驱动回路中，就是PFC控制IC的地，没有直接连接到功率MOSFET的源极S，功率MOSFET的VGS实际电压为：

VGS=VCC-VDRH-VRS

其中，VDRH为 PFC控制IC内部图腾柱上管的导通压降

上面这种说法有一定的道理，但是我觉的还是一些次要原因，我们在实验室里面110VAC老化的过程中，可以通过source90°相位来切换电压到230V，只是可以明显看到我们的PFC会过流的，但是我过流点做好了是不会出现上面说的损坏MOS管的情况。

同步buck电路

下面图一是一个典型的降压电路，D1是续流二极管，当D1导通的时候，D1的正向压降是比较大的，如果输出是5V或者是3.3V的电压，那么对于D1上面占整个输出的压降是非常的明显，看二极管的规格书可以知道，如果需要把Vf值降低一倍，那么电流需要比原理的值小8-10倍，那么用二极管来整流的Vf引起的损耗是不可以避免的，为了解决Vf而引起的损耗，那么想到了用MOS管来替他二极管，因为当mos管导通的时候，压降就是电流乘导通内阻，一般MOS的内阻都非常的小，所以很多要求效率高，输出电压比较低电流比较大的电源，大部分都用同步整流来实现，那么对于图一用的二极管来续流的电路就叫异步整流，如果用MOS管来替代二极管的电路就加同步整流。

下面的图二是同步整流，续流二极管是被Qs给短路了，工作的原理是当Q1导通的时候，Qs关闭，这个时候输入电压是给电感储存能量，当Q1关断的时候，如果没有Qs，或者是Qs没有打开的时候，D1导通，如果Qs导通，那么就是短接了D1，因此Q1与Qs是不能同时导通的，如果同时导通了，会导致直通使输入源或者是输入电容Cin短路，这一定需要防止的。既然不能同时导通，那么Q1与Q2的导通需要有一个死区时间，这几是同步整流不能像二极管一样mos管关断，二极管被动导通，二极管是一个被动器件而mos管是一个主动器件，这就是同步整流需要有死区时间的原因。

下面需要注意的就是Qs的接法不能接反，因为MOS管体内是有体二极管的，如果接反了会导致直通，既然用MOS管来替代了D1，为什么还需要接D1了，这里是当Q1关断的时候，需要有一个死区时间，在这死区时间里面如果没有D1钳位，那么Qs的体内二极管会导通，但是Qs的体内二极管一般都是普通的二极管，正向压降比较大，导致损耗增加，还有在关断Qs的时候，Q1是还没有导通的，在死区时间里面体二极管会导通，而体二极管的反向恢复特性是比肖特基差的，所以保留D1肖特基二极管，当Q1关断，Qs没有导通的时候，D1会导通，D1的压降是比Qs的体二极管压降小很多，并且反向恢复特性非常的好，可以提高效率。但是D1是并在MOS管外面的，如果Layout的时候D1与Qs相差比较远的话，PCB线长可能有寄生电感，在高频下寄生电感表现出非常大的阻抗，这就会导致损耗增加，我们希望Layout的过程中D1尽量靠近Qs，最好是与Qs同一个芯片，这样最大限度的降低ESL，既然要减小MOS管与肖特基二极的距离，如果把MOS管的体二极管做出了肖特基的或者是把肖特基二极管集成到MOS管里面，这样一来减少了PCB的占地面积，减小电源的整体体积。同时解决了因ESL引起的问题，所以现在有很多的MOS管的体二极管的压降是非常低，可以直接应用于同步整流，不需要去单独并联二极管，如图三所以

同步buck电路里面Q1与Qs的驱动是不能有共通的，所以加有死区时间，形成了互补型同步Buck，对于这样的Buck电路工作在CCM模式是没有什么问题的，但是如果Buck工作在DCM的时候，同步Buck的效率可能就要比异步Buck的效率低，这是为什么了？我们看下面的波形。

我们看在连续模式的时候，当下管关断的时候，电感上还是有电流，同步Buck关断与异步Buck关断时差不多，同步Buck的导通的损耗是要小的，但是如果是工作在断续的模式，当电感电流为0的时候，异步Buck的二极管会实现了零电流关断，就没有反向恢复的问题，而同步Buck就不一样了，因为电感电流为0的时候，mos管的驱动还是有的，所以mos的电流会由D流向S，这样电感电流也是反向流，使得输出的电容通过电感与下管mos管放电，这样一来损耗增加，当下管关断的时候，MOS管有一个关断损耗，又因为有死区时间的存在，那么电感上的电流是不能突变，所以电感电流继续流向了上管的二极管，当上管打开的时候实现了零电压开通，但是buck的上管的压一般不是很大，对于效率的影响不是很大，从上面分析来说，越是轻载说明同步buck的效率越低。

均流电路讲解

首先我来了解为什么要有均流电路，设计电源时都是有要求输出电流范围与输出电压，功率一般是给定的，但是不同应用场合对于功率的要求是不同的，如大型的通讯系统电源可能需要几百个千瓦，如果我设计成一个电源，所应用的器件的应力都非常大，为了减小器件的应力，可以采样分布式的办法有就是多个电源并联来做，比如10个10KW的电源就可以做到了100KW。做10KW电源要比100KW要容易的多。所以就需要应用到并联，电压源并联就需要均流技术，大家想为什么需要均流，比如我们都是5v输出的电源直接并起来不就好了吗，理论是可以的，但是我们实际中的开关电源总是有误差范围的，比如5V电源可能是5.01V也可能是4.99V，这都是在我们的允许范围之内的。如果是一个5.V的与5.01V电源并联，可能导致的5.01V的电源输出带载过功率，而5V的电源输出在轻载，这是我们所不想看到的，我们希望是两个电源带载是一样才是最好的，为什么会出现一个过载一个是轻载了，这是因为我们的开关电源是有反馈系统的，当两个电源并联的时候，5V的与5.01V直接并联在一起，我们看下面的图，

当电源模块1与电源模块2输出相同然后并联接到负载RL上面的时候，因为有线阻R1与R2，如果线阻不一样导致的输出电流也会不一样，如果是R1与R2的电阻相同，而Vo1小于Vo2，有可能会导致Vo1一直是空载。两个电源模块电压不一样的原因有可能是Vr1与Vr2两个参考电压的误差导致，如果是这两个参考电压导致的输出电压不样的时候，当并联的时候，输出电压小的模块的输出电压被强制钳位到了负载上面的电压，只有当负载上面Vo2-I2*R2电压小于Vo1的时候，模块1才会有电流流向负载。

那采样什么样的办法才能让电源模块均流，如果我们想一办法让模块2的输出电压变低，

或者是让模块1的电压变高是不是就可以实现了模块2少带载，模块1多带载。

于是就有了下面的4种均方法。

一：输出阻抗法

如图2所示当一个模块电流比较大时候，经过电流环放大后与电压环的Vf脚进行叠加，原来输出电压高的模块因为带载重，输出电流大，电流环的输出电压变大，导致Vf脚电压变高，因为我们的电源是负反馈，所以经过整个系统调节后实现了输出电压变低，这就是输出阻抗放，电路简单，但是输出电流大了，电压就下降导致输出电压的精度变差。

二：主从设置法：

主从设置法就是人为设置一个主模块，所有模块以该模块为参考，输出电流，一个主从设置均流法的工作示意图三

从上图可以看出，在这种工作方式就是用多个电源模块单元并联在一起，其中一个电源模块工作在电压源方式，这一个电源为主模块，其余从模块单元工作于电流源方式。实际上是由电压环（外环）和电流环（内环）构成电流控制型的双环控制，或说成是电压控制的电流源。这种均流方式主模块是我们设计过程中指定的，如果工作过程中主模块发生问题，那么整套系统将瘫痪。

三：平均电流法：

平均电流法首先要得到一个平均电流值，也就是总负载电流除以模块总数得到的电流值，各模块电流与该平均电流比较，如果模块电流大于平均电流就调低模块输出电压，反之调高模块输出电压，从而实现各模块输出电流一致。在平均电流法中，将所有模块的输出电流，通过一个电阻接到一起，就可以得到所有模块输出电流的平均值，这个点我们称之为均流母线，如果模块电源小于输出的时候均流母线电压的时候，通过误差放电器放大后，与参考电压叠加后，把输出电压抬高，让输出电流变大。

四：峰值电流法

这是一种自动设定主模块与从模块的方法，即在n模块并联的时候输出最大的电流模块将自动成为主模块，而其余模块为从模块，那么电压的模块会的电流依次被调整，以校正负载电流的不均匀，

这种方法又被叫成自动主从法，那实现的方法是我们把均流的母线电阻变成了二极管，这样输出电流最的大一个模块就会变成了主模块，其他模块都向主模块靠拢。