Y电容的应用与选取

如上图所示，安规Y电容在我们的隔离电源的应用。

隔离电源在初次级上加Y电容是为了给次级的共模电流提供一个回路到初级，减少共模电流对输出的影响。有时候Y电容串接在大电解电容的正和或者是地之间，这都是可以的。有时候原副边串两个Y电容是为了提供更高的耐压。

Y电容通常有一下4种接法。

a：输出端盖与共模电感形成滤波器，L和N分别对PE加Y电容。CY1、CY2。

b: 储能大电容正负端对大地PE加Y电容.CY3

c: 输出端对大地PE加Y电容 如CY5.

d:变压器原副边跨接，如CY4

上面的几种接法种，对与Y电容的选择是选Y1还是选Y2，电压是多少对于我们很多人都不是很清楚。

首先我们看下图Y电容的一些参数。

上图不同等级的Y电容的的额定电压与脉冲峰值电压是不同的，那我们什么时候用Y1，什么时候用Y2了。

这与我们测试的耐压值又关。

一般原副边的耐压要求是AC3750V，那峰值电压 就是3750*1.414=5303V  

从上面的数据来看只有加强绝缘的Y1安规电容符合要求，那我们只能选择Y1的安规电容跨接在原副边。

而输入对大地PE一般都是AC1875V 峰值电压是2652V

通过上面的表格我们可以选择Y2的安规电容，同理，我们的输出也可以选择Y2的安规。

以上总结：在隔离开关电源中，原副边需要用Y1型的安规电容

其他都只需要用Y2型的安规电容。

关于Y电容的容值选取。

首先我们的知道Y电容的容量是按什么来算的。

Y电容的选取一般是按泄漏电流来计算。

“泄漏电流的限值应用是依据国际电工委员会 (IEC)TC64技术委员会“电流对人体影响”的科研成果—— 摆脱电流阈值和感知电流阈值 。 摆脱电流阈值即是人能自主摆脱带电物体的电流，取概率为0.5％女性的最大自然摆脱的电流5mA；感知电流阈值即是对人体的肌 肉无反应,能防止二次事故的人体的反应(感知)电流为0.5 mA ～ l mA”

一般如无特殊规定，在额定负载、额定工作条件下 ，运行到实际稳定状态时的泄漏电流和在潮湿试验后的泄漏电流

值不能超过

 I类工具：    0.75mA：

 II类 工具 ： 0.25mA：

 III类 工具 ：0.50mA

泄漏电流的测试时L与N并联，对PE加额度的输入电压。

下图是泄漏电流的回路图

我们知道容抗公式Xc=1/2ΠfC

如果我们的输入最高电压时Vin=AC264V 频率60Hz

规定的泄漏电流时I=0.75mA  那么我们的电容c=I/（2*Π*f*vin*1.414）=5.33nF

因为我们的Y电容是有误差范围，

Y电容的误差范围是 ±5%(J), ±10%(K), ±20%(M)

一般我们选取的是 ±10%(K)，刚才我们算出来输入的CY1，CY2，CY3的总和是5.33nF

假设我们选的容值刚好都是正误差，C*1.1=5.33nF 那么C=4.84nF  这个值是最大值，

这个值我们可以认为输入对大地的Y电容不要大于4.7nF（这个值只是个人建议，因为4.7nF在电容中是一个标准值）就可以了。

输入对PE的泄流电流测试回路里面，Y电容的串并联关系是，CY1//CY2//CY3//CY4串CY5

降压电路的电容容量计算

 降压拓扑结构在电子产品里面应用的非常的多，但是很多的工程师对电容的选取不是很清楚，下面就buck工作在临界模式里面与连续模式里面电容是怎么选择的。

下面的图一是开关开通的时候，电流的流向，在开通的时候，电容电流有充电也有放电

但是充电一定是平衡的。

图二是开关关断的时候，电流的流向。在关断期间电容也有充电与放电的过程。

从上图来看的话，buck电路在稳态的时候，电感电流为临界状态，当我们开关S1闭合为t0时刻，电感L1上面电流从0开始上升，这个时候输出电压是通过C1电容的放电来维持电压基本保持平衡，所以输出电容电压是下降，随时间的推移到t1时刻，电感电流上升到输出电流IO的时候，可以认为电容既不充电也不放电，t1时刻之后电感电流继续上升这时IL＞Io，电容开始充电。电容电压开始上升，到t2时刻，开关管关断，电感电流到最大ILmax＞Io，输出电容继续充电，电压上升，t2时刻后到t3之前，电感电流开始下降，在IL＞Io的时候，输出电容还是在充电，一直到t3时刻，IL=Io电感电流完全给负载提供电流，没有多余的电流来给电容充电，电容不充电电压达到最大值，t3时刻后电感电流IL＜Io，电容开始放电，电容电压下降直到到t4时刻。开关管开通下一个周期开始。在稳态的时候电容的充电与放电一定是平衡的，这样才能维持输出电压稳定。

从下面的图上分析，电解电容的充电时间是t1-t3，电感电流IL＞Io的时候，

电容电压上了了△V，t1-t2的时间是1/2开通时间，t2-t3的时间是1/2关断时间，

t1-t3的时间段就是，也就是电容充电时间是半个周期。

放电时间也是半个周期，

   充电的平均电流就是

在整个的充电过程中，电容的充电电压由最小电压充到最大电压，最小电压到最大电压的压差为△V，△V=Vomax-Vomin 这里的△V就是电容充放电引起的纹波电压，BUCK电路里电感的平均电流是等于输出电流Io的，所以临界模式的BUCK里ILmax=2·Io

这样就可以得到电容的平均充电电流Iav=Io/2

根据Q=C·V=I·t  

临界模式里面电流是平均充电电流

临界模式的时间是电容充电时间

△V是要求的纹波电压，一般是输出电压的1%或2%

根据公式可计算出

临界模式里面△I=2·Io  

如果是连续模式里面△I=r×Io  

r取0.2-0.4之间

PFC旁路二极管作用，都给你总结好了！

图1所示，

PFC旁路二极管D2的作用是什么，已经是一个是老生常谈的事，今天我们来好好的讨论下

图1

网上有这么几种说法：

1、当启动的时候，冲击电流是从D2流过，D2是慢管耐冲击电流比较大，D1是快管，会损坏二极管。

对于这一个观点，我觉得是次要原因，因为我们随意找一个600V/10A的快管，他的冲击电流也不小的，如下图所示120A.

图2

我们电源一般的要求冲击电流时不会允许这么大，一般我们都会在输入回路里面加NTC，这就会大大的减小了冲击电流，还有就时没有D2，开机的瞬间L1时会串在里面，L1时有一定的感抗，这样冲击电流应该会更小，更不能说明时保护D1的作用了。

在这里好像有点说不过去，难道这种说法时错误的吗？？应该也不会。

据我所知道是以前时没有这个二极管的，后来随着技术的的发展而加上的。

原因是CCM模式的PFC二极管的反向恢复电流太大，损耗比较大，PFC mos管的温升高，效率做不上去，技术的发展碳化硅二极管的应用开始流行在CCM模式里面，碳化硅二极管与普通的快恢复的二极管优势很明显，我们有做个实验用普通的快恢复二极管做的500W PFC就换一个碳化硅，输出功率不变的情况下，输入会少7W，效率明显提升很多，虽然成本上去了，但是散热成本降下来了，综合来看，成本上升很小，但是正确效率提升是一个大的亮点，这有点扯题外话了。碳化硅二极管的特性是耐冲击电流太小。

图3

如下图就是碳化硅的参数

图4

从上图中我明显看到碳化硅的冲击电流只有30.5A还是在25摄氏度的是，高温下更低。随碳化硅二极管的应用，D2就必须的用。

2、看上面的描述。感觉是不用碳化硅就不需要了用了？临界模式下PFC都是快恢复的二极管，应该不用也可以，我有实验过不用，反复开机没有任何问题。但是很多工程师会有一下的疑问。

图5所示：

如果没有旁路二极管D2，开机时的冲击电流比较大直接流过PFC电感L1，现在很多的PFC电感是铁氧体的磁芯，会出现饱和现象，有了D2可以起到一个很好的保护作用.

乍一听好像是这样，但是仔细想想，当冲击电流来的时候电感饱和又会怎么样了，因为这个时候我们的PWM还没有输出，就算饱和了也没有事情，等我们的PWM发出的时候，电感已经恢复了。

图5

这是一个我们值得深思的问题，感觉不用是可以的，是不是大家看到CCM模式有用就随大众加了，真的是这样吗，我想当然是不可能的.

这个D2的出现还有一个非常大的原因就是随电源技术的发展，各种可靠性实验越来越多，其中的雷击实验是越来越严酷，现在有些客户可能要求差模与共模都是10KV 内阻2欧姆，在这么严酷的实验要求下，D2就应运而生了。当我说到这里的时候有很多的工程师都来知道怎么回事了，特别是经常做雷击实验的工程师肯定是深有体会。下面我们来分析是什么原因。

图6

如图6所示，

当PWM驱动波形是高电平时，MOSFET打开，电流从L1流入MOSFET ，这时候MOSFET雷击的浪涌电流正好发生，那么一个很大的电流将进入L1与MOSFET，L1会出现饱和，一但饱和，我们的电感就相当与短路，那MOS管Q1上的压降等于输入电压，因为MOS管时在开通状态，现在的MOS管等于是一很小的电阻，一般都是mΩ级别，那MOS管的电流一定会过应力而损坏MOSFEG。

有人会问我的L1电感非常强壮，不会出现饱和，这种可能性太小了，雷击浪涌实验感应过来的电流一般都是几百上千安培，你的有多大的电感，假设这种情况成立，L1上可以承受这么大的电流，电感上的自感电动势也非常高，会使得A点电压过高，也有会使整流桥电压过应力损坏。

图7

3、还有一种说法在网上可以查到

不加旁路二级管，如果功率MOSFET发生失效，那么，发生失效的条件通常是：输出满负载，系统进行老化测试、输入掉电测试以及输入AC电源插拔的过程中。

在上述条件下，输入电压瞬态的降到较低值或0V，由于输出满载，PFC输出大电容的电压VBUS迅速降低到非常低的值，PFC控制IC的VCC的电容大，VCC的电流小，因此，VCC的掉电速度远远小于VBUS的掉电速度，VCC的掉电速度慢，只要VCC高于PFC控制IC的VCC的UVLO，那么PFC控制IC仍然在工作。

当VCC的值比UVLO稍高一点时，输入电源AC再加电，PFC控制IC没有软起动过程直接工作，由于输出电压比较低，特别是在输入正弦波峰值点附近开通功率MOSFET，PFC电感和功率MOSFET的工作峰值电流非常大，如果电感的饱和电流余量不够，或PFC的电流取样电阻选取得过小时，PFC电感有可能发生饱和，功率MOSFET在大电流的冲击下，就有可能发生损坏。

同时，功率MOSFET的VGS电压比较低，约等于PFC控制IC的VCC的UVLO电压，如果功率MOSFET的饱和电流比较低，就有可能会进入线性区工作，更容易导致功率MOSFET线性区工作而损坏。

如果电流取样电阻RS在功率MOSFET的驱动回路中，就是PFC控制IC的地，没有直接连接到功率MOSFET的源极S，功率MOSFET的VGS实际电压为：

VGS=VCC-VDRH-VRS

其中，VDRH为 PFC控制IC内部图腾柱上管的导通压降

上面这种说法有一定的道理，但是我觉的还是一些次要原因，我们在实验室里面110VAC老化的过程中，可以通过source90°相位来切换电压到230V，只是可以明显看到我们的PFC会过流的，但是我过流点做好了是不会出现上面说的损坏MOS管的情况。

同步buck电路

下面图一是一个典型的降压电路，D1是续流二极管，当D1导通的时候，D1的正向压降是比较大的，如果输出是5V或者是3.3V的电压，那么对于D1上面占整个输出的压降是非常的明显，看二极管的规格书可以知道，如果需要把Vf值降低一倍，那么电流需要比原理的值小8-10倍，那么用二极管来整流的Vf引起的损耗是不可以避免的，为了解决Vf而引起的损耗，那么想到了用MOS管来替他二极管，因为当mos管导通的时候，压降就是电流乘导通内阻，一般MOS的内阻都非常的小，所以很多要求效率高，输出电压比较低电流比较大的电源，大部分都用同步整流来实现，那么对于图一用的二极管来续流的电路就叫异步整流，如果用MOS管来替代二极管的电路就加同步整流。

下面的图二是同步整流，续流二极管是被Qs给短路了，工作的原理是当Q1导通的时候，Qs关闭，这个时候输入电压是给电感储存能量，当Q1关断的时候，如果没有Qs，或者是Qs没有打开的时候，D1导通，如果Qs导通，那么就是短接了D1，因此Q1与Qs是不能同时导通的，如果同时导通了，会导致直通使输入源或者是输入电容Cin短路，这一定需要防止的。既然不能同时导通，那么Q1与Q2的导通需要有一个死区时间，这几是同步整流不能像二极管一样mos管关断，二极管被动导通，二极管是一个被动器件而mos管是一个主动器件，这就是同步整流需要有死区时间的原因。

下面需要注意的就是Qs的接法不能接反，因为MOS管体内是有体二极管的，如果接反了会导致直通，既然用MOS管来替代了D1，为什么还需要接D1了，这里是当Q1关断的时候，需要有一个死区时间，在这死区时间里面如果没有D1钳位，那么Qs的体内二极管会导通，但是Qs的体内二极管一般都是普通的二极管，正向压降比较大，导致损耗增加，还有在关断Qs的时候，Q1是还没有导通的，在死区时间里面体二极管会导通，而体二极管的反向恢复特性是比肖特基差的，所以保留D1肖特基二极管，当Q1关断，Qs没有导通的时候，D1会导通，D1的压降是比Qs的体二极管压降小很多，并且反向恢复特性非常的好，可以提高效率。但是D1是并在MOS管外面的，如果Layout的时候D1与Qs相差比较远的话，PCB线长可能有寄生电感，在高频下寄生电感表现出非常大的阻抗，这就会导致损耗增加，我们希望Layout的过程中D1尽量靠近Qs，最好是与Qs同一个芯片，这样最大限度的降低ESL，既然要减小MOS管与肖特基二极的距离，如果把MOS管的体二极管做出了肖特基的或者是把肖特基二极管集成到MOS管里面，这样一来减少了PCB的占地面积，减小电源的整体体积。同时解决了因ESL引起的问题，所以现在有很多的MOS管的体二极管的压降是非常低，可以直接应用于同步整流，不需要去单独并联二极管，如图三所以

同步buck电路里面Q1与Qs的驱动是不能有共通的，所以加有死区时间，形成了互补型同步Buck，对于这样的Buck电路工作在CCM模式是没有什么问题的，但是如果Buck工作在DCM的时候，同步Buck的效率可能就要比异步Buck的效率低，这是为什么了？我们看下面的波形。

我们看在连续模式的时候，当下管关断的时候，电感上还是有电流，同步Buck关断与异步Buck关断时差不多，同步Buck的导通的损耗是要小的，但是如果是工作在断续的模式，当电感电流为0的时候，异步Buck的二极管会实现了零电流关断，就没有反向恢复的问题，而同步Buck就不一样了，因为电感电流为0的时候，mos管的驱动还是有的，所以mos的电流会由D流向S，这样电感电流也是反向流，使得输出的电容通过电感与下管mos管放电，这样一来损耗增加，当下管关断的时候，MOS管有一个关断损耗，又因为有死区时间的存在，那么电感上的电流是不能突变，所以电感电流继续流向了上管的二极管，当上管打开的时候实现了零电压开通，但是buck的上管的压一般不是很大，对于效率的影响不是很大，从上面分析来说，越是轻载说明同步buck的效率越低。

Buck电路电感计算讲解2

前面讲了buck电感临界模式的计算，考虑的是输入电压恒定的时候，

如果我的输入电压是一个变化的电压，比如输入源是电池，这个时候我们就需要考虑电感在最大电压与最小电压工作在满载的时候，断续模式里面电感电流的最大值峰值是在什么电压下面的。

首先确定好输入最大直流电压Uin_max,与最小直流电压Uin_min，输出电压Uo输出电流Io。

根据输入电压可以计算出来最大占空比与最小占空比，

Buck电感里面的平均值电流是Io，如果在最低输入电压下面设计成临界模式，在整个输入范围内就是断续模式。

根据上面的图，如果输出电压与电流不变，电感电流随输入电压变化而变化，

在临界模式里开关管开通时间

根据占空比的公式输入电压变高的时候D变小，所以Ton变小，一个周期里面电感的平均值电流Io是不变的，假设电感峰值电流不变，那么电感流过电流与时间形成的三角形面积=Io×T，周期T是固定，Ton变小，如果峰值电流不变也就是△I也不会变，输出电压固定Tm也不变，T不变，这样就会导致Io变小，与前面要求的Io不变相违背，要想Io不变，只有峰值电变大。下面来证明下。