用MT3540芯片设计BOOST电路（2）

用MT3540芯片设计BOOST电路

当开关断开时：

比如说，当开关闭合，经过了t1时间后，开关再断开。

由于开关断开，就形成了新的回路，如上图所示。由于负载电流比较大，电感上的电流在减小。根据电感的特性：阻碍电流的变化。所以产生右正左负的自感电动势。这个电动势和电源电压是一个方向，所以从AB两个节点往左看，它们2个是叠加在一起的，Vin+VL。也就是说，电容两端的电压如果是Vo的话，那么。Vin我们是知道的，但是VL呢？这个要取决于Vo是多少了，。所以，这里的关键就是知道Vo多少。一般在电路设计时，Vo是取决于项目需求的，比如说12V，比如说15V。所以，我们只要根据这个就能确定电感电压VL了。如果电路稳定，那么Vo肯定也是稳定的。所以，VL是一个常数。

那么，知道了上面这个关系后，此时，电感电流是这样变化的：

对于电感来说，可以把它看作一个搬运能量的工具，而电感是通过充能和放能来搬运的，一次充能+一次放能，它的一个周期内的平均电流就是给负载搬运的平均能量。

也就是阴影部分的平均电流，就是电感在一个周期内搬运的平均能量。

在理解了上面的基础上，我们再回来讨论电感本身的充放电。对于电感来说，充能=放能，才能达到电感的平衡，也就是说电感充能时的电流变化量= 电感放能时的电流变化量，也就是Δion =Δioff。为什么这么说呢？不信你看下面这几幅图：

假设电感上的电流是这样变化的，那么输出平均电流就是Io。

如果后面的负载增大，那么电感上的平均电流就是这样的Io。

如果负载减小，那么电感上的平均电流就是这样的Io。上面这三种电感电流波形有一个很别致的名字，分别叫：BCM、CCM、DCM，临界模式、连续模式、断续模式。

如果电感上的充能Δion ≠ 放能Δioff 呢？

就会出现这样的情况，请问电感上的平均电流还是稳定的吗？很明显不稳定。所以，这里的关键就是：Δion =Δioff。

这里不得不又提到刚才的万金油公式了：，根据这个公式，我可以做一个变换：

，而di就是电流变化量Δi，dt就是时间变化量Δt，所以：

在开关闭合的ton期间：

在开关断开的toff期间：

由于我们分析过，Δion =Δioff。所以，这里我们要忽略电流方向上的关系，所以等式右边取它的绝对值，这个大家要搞清楚，也就是变成了下面的式子：

再进一步的变换，把L约掉，就有了：

上面这个式子就是大名鼎鼎的伏秒平衡公式。根据这个公式我们可以推导出来占空比：

所以，   

其中，D就是占空比，，表示的意思就是开关打开的时间在整个周期的占比。

这个占空比是什么意思呢？其实就是指最大占空比。当电感从BCM进入到CCM模式后，它的占空比已经达到最大了，也就是。只有在DCM模式，占空比是随着负载变化而变化的：负载越小，占空比越小；负载越大，占空比越大。这里要区分好，很多人对这里的概念还是很模糊的。

那么，可能会有人好奇：占空比一样，在BCM到CCM是如何提供更大的负载电流Io呢？其实，这里涉及到一个瞬态的变化过程。

在负载突然增大的这段时间内，开关一直处于打开的，直到满足负载电流Io。在此期间虽然开关一直闭合，但是我们一般不谈占空比，因为这是瞬态的情况。占空比一般在稳态情况下谈的。所以，我们计算出来的占空比，指的是稳态最大占空比，它在进入BCM模式时，已经达到最大值了。

MOSFET讲解（10）

MOSFET讲解

我们希望米勒平台的时间短，但是往往容易出现震荡，反而发热更大。另一方面，如果米勒平台时间短，对于高压管子来说，开通时dv/dt大，所包含的谐波分量就大。

什么是谐波分量呢？任何一个波形都可以用若干个正弦波进行叠加，那么，我们MOSFET由于米勒平台时间短，dv/dt就很大，就表示开关波形的沿越陡，棱角越分明。一般我们所说的基波是一个标准的正弦波，dv/dt产生的开关波形，可以由这个基波和很多个高次谐波分量的正弦波叠加。如果沿越陡，谐波分量就越多；如果沿越缓，谐波分量就越少。谐波分量其实是一个辐射源，如果dv/dt越缓，那么谐波分量越少，EMC更加容易通过。

那么，高压管子的平台时间多少合适呢？高频载波的话，米勒平台时间在300ns~1us，那么1us可能发热会大一些，具体要看封装和Id电流的大小，如果最后测试下来，温度能接受，那也是可以的。那么如果MOSFET只用于电源上电和断电时的开关来用，那么这个平台时间长一点也没关系，毕竟是低频的。

对于低压管子来说，由于GS电容偏大，所以Igs电流要大，栅极电阻要更小，建议10R~100R。也就是说，虽然低压的管子GS电容大，但是栅极电阻小，米勒平台的时间也不会太长。

那么，低压管子的平台时间多少合适呢？可以更小一些，90ns~300ns。这些都是个人的一些看法，不代表权威性，要根据自己的项目各自评估。

那么关于高压管子和低压管子，具体的米勒平台的时间，还需要看Vgs波形是否震荡为准。

尤其在MOSFET用于上下桥互补斩波的时候，可能会出现一些问题。什么是上下桥互补斩波呢？

上面这幅图就是上下桥互补输出，意思就是上下管不能同时导通，否则就短路了。上管开通时，下管就要关闭；下管开通时，上管也要关闭，这就是互补输出的含义。

如果驱动上管的PWM信号是S1，驱动下管的PWM信号是S2。

那么S1为低，S2为高；S1为高，S2为低。同时，我们也知道，MOSFET的开通和关断都是有延时的，再加上刚刚说的MOSFET开通或关断出现震荡，那么，有可能出现上下互通的情况。一般我们避免这种情况发生，会加一个死区。

可以让开通延时，下降时间不变。这就是我们互补输出方式。

在GS波形正常情况下，上面这个电路是没有问题的。但是由于GD之间是有电容的。

假设我们的管子开通快，关断也快。另外，我们前面也讲到过，GD之间的米勒电容Cgd与漏极电压有关。那么接下来，讨论在死区期间，其中一个管子开通的一瞬间，对另一个管子GS波形的影响。

在死区期间，C4 和C7是如何分压的啊？M点实际上是分压了Vbus的一半是吧，这里M点在死区期间的电压是155V。

假设死区时间过后，上管先导通的瞬间，M点的电压从155V变成310V，有一个很高的dv/dt，而且瞬间会留下来一个很大的电流，那么理想情况下肯定是往负载那边流走，但事实上，会通过C5电容流到S2端，同时也会经过C6流到地。这是因为下管关闭，S2为0V，C6相当于短路，但更主要的电流还是流过C6。

那么，既然对C6电容进行充电，C6的电压就会往上升，就有可能导致达到下管的开通阈值电压，那么下管就会误导通。

MOSFET讲解（4）

MOSFET讲解

我们上一章讲到了米勒电容，它在MOSFET开通过程中，扮演着十分重要的角色。为什么呢？待会儿再来看。

我们先来研究一下MOSFET如何进行导通的。首先，它和三极管一样，也有一个导通阈值。在模电里面，阈值的概念是必须要理解的。也就是说，任何器件的导通和关断都要有一定的电压，对应的就是开通电压 和 关断电压，我们把这个电压叫做阈值。同样的，MOSFET也有阈值电压。

MOSFET导通电压：4.5V 2V 1V。

这个电压的高低在我们电路中，有多大的作用呢？我们知道了，MOSFET栅源之间是有压差Vgs（导通阈值电压），那么，由于布局等因素，GND上会有干扰存在，地上就会毛刺，所以，控制的信号线上也会有干扰毛刺吧，这些毛刺是叠加在有效的控制波形上的，比如说叠加在方波上。

如上图所示，比如说地上有了毛刺了，本来是不导通的，由于毛刺的存在，就会让MOSFET误导通。

同样的，在高电平时也可能会产生毛刺是吧。那么高的毛刺没有关系，低的毛刺有可能造成误关断。上面讲的误关断，误开通，我们叫做误触发。

所以，从抗干扰角度来看：阈值电压越高越好。当然，高阈值和低阈值都有它们各自的优缺点。等我们把MOSFET导通原理讲清楚了之后，再来分析阈值高低阈值导通电压的各自优势劣势，这涉及到器件选型。

我们接下来来研究MOSFET的导通，就用比较经典的4.5V导通阈值电压来进行讲解。

我们看上面这幅图。我们知道，对于N型的晶体管或者三极管来说，要想饱和导通，它的E极需要接地。但是对于MOSFET来说，要想导通，不一定非要接地，而是谈它的GS之间的压差，也就是GS压差要大于4.5V（这是假设导通阈值是4.5V），换句话说，GS电容上两端的电压>4.5V，MOSFET就是导通的。这个和三极管还是有区别的。

所以，MOSFET的S源极也可以接地，也可以不接地，只要压差大于4.5V，它就导通。不过，为了后面的讨论方便，我们还是把S极接地，讨论起来就相对方便。

假设栅极加一个控制信号时：

高电平肯定需要大于4.5V，这里我们取12V。高电平，我们叫做ON，代表管子开通；低电平就是OFF了，为0V。

我们先看ON期间，管子是导通的是吧，来看一下它的回路是什么样子的。

分别有两个回路，如上图所示。当有了回路之后，还要分2种情况进行讨论。

我们看GS之间的电阻和电容，它们的阻抗是一样的吗？需要讨论在充电瞬间，电阻R2和电容C3的内阻关系。

很明显，刚开始电压刚刚上电时，电容等效成短路，基本上电流都是从电容上走的。随着给电容进行充电，这个时候电容上的电压越来越高，电容的等效阻抗也会越来越高，那么，电阻也会流过电流。

GS电容充电过程分三个阶段：

1. GS电容的内阻为0，几乎所有的电流，从电容上走；

2. GS电容没有充满的情况下，电流分别从电阻及电容流过，但主要的电流依旧   从电容走；

3. 电容充满了，电流不从电容走，只有很小的电流从电阻走。

这个阶段我们讨论的是：GS电容和下拉电阻的回路分流问题。

上图就是GS电容的充电电压波形示意。

MOSFET讲解（1）

MOSFET讲解

MOSFET又叫场效应晶体管，那么如何去学好MOS管呢？大家都对三极管有了解了，已经弄明白了。实际上，要想学好MOS管，首先我们要对标三极管来学。我们说，三极管有N管和P管，同样的，MOS管也有N型和P型。这里我们只讲N型MOSFET。

N型MOSFET也有三个极：栅极 源极 漏极，字母表示：G D S，对标三极管的b c e（如上图所示）。三极管具有功率放大的作用，放大的是电流，实际上是等效内阻变小。MOS管也具有功率放大的作用。那么，不管三极管还是MOS管，它都有控制极和输出极。

控制极的电流很小，控制信号的内阻大

输出极的电流很大，输出信号的内阻小

我们先举例三极管，对于三极管来说，用一个很小的ib电流，来控制很大的ic电流。Ib和Ic有β的关系，假设β是100，那么Ic比Ib大100倍，等效CE内阻比BE内阻小了100倍。

三极管放大的前提条件，Ib Ic需要有电流。什么条件下有电流呢？Ib Ic各自必须要有完整的回路，既然有回路，就有电流，这个三极管的特质。那么，既然有回路有电流，必然会产生功耗。

所以，电路设计中，三极管用的越多，则功耗就越大。这就是早期的主控芯片功耗大的原因。

三极管是一个流控流型的器件，因为有这个问题的存在，我们得改进啊是吧，不用电流来控制呢？这样子，场效应管就应运而生了。MOSFET的诞生，需要解决三极管的瓶颈问题。

由于三极管这里的β只有100倍，如果Ic要求是100A，Ib至少要是1A是吧，也就是说，你的控制极就要是1A，如果我有10个，那就要是20A，那这要多大的电源才能提供啊，这是一个问题，对不对啊。控制电流太大，要求电源提供更大的能力。

我们再来看下面一个问题：

Ib是1A，那么BE压降是多少呢，也就是Vbe = 0.7V。如果说0.7V*Ib=0.7V*1A=0.7W，功耗Pb就是0.7W了。Ic=100A，Vce=0.3V，Pc=30W。这些都会在三极管里消耗，也就是说三极管本身就要差不多消耗30W，很明显，我们为了控制100A，这个管子就要消耗30W。如果10个管子，就要300W。那这个电路就无法设计了啊。而且30W的管子，发热是无法承受的，所以说就无法使用。

所以说，我们就得出结论：晶体管它的功率和电流不能太大，有上限限制，基本上都是mA级别，也有A级别，但是那个就用的很少了。我们就把希望寄托于场效应管上面，它是一个新事物的诞生，它一定要解决功耗的问题，也就是解决电流的问题，任何一个器件都是有内阻的。要想没有功耗，就不能有电流，不能有电流应该怎么办？

在电子世界中，除了电流是电压，既然流控型不行，那么能不能做一个压控型的呢？这个管子的导通不导通只关注电压的阈值，那么这个时候就让电流很小，就能解决这个问题。

对于MOSFET来说，GS内部有一个电容存在的。充满电后，维持住这个电压，那么就持续导通了。

在充电过程中，是消耗电流和产生功耗的；当充电完成后，电容上是没有电流的，没有电流，则没有损耗。那么，这个时候功耗很低了。

我们再来看一下DS，它之间可以等效成一个可变电阻。这个可变电阻，在关断期间时，则阻值无穷大；在开通期间，则阻值无穷小。所以，DS之间也没有功耗，即使一个很大的Id，但是乘以一个无穷小的电阻，它的功耗就很小。那么，这样子也实现了放大，但是功耗也小，这就完美解决了三极管的问题。

我们说，模电的本质：电压，电流，斜率。元器件也有对应电压型和电流型。

电压型：电容，mosfet

电流型：电感，三极管

当然，还有其他器件，后面学习到的时候再说。

我们说，斜率实际上指的就是速度。那么，我们器件又需要有斜率，又需要有速度，但是半导体器件它又怕极高的速度，因为极高的速度，就相当于抗瞬间的过冲不够又容易坏，所以说又要它快，但是又不能极快，这就是斜率。

所以说，模电的本质就是电压 电流  斜率，

那么，我们把MOS管这个器件设计出来，也是从这样一个思路出发，最后形成的。而且，就像我们世界一样，万物相生相克才能和谐。实际上对于我们的模电来说，它我们这个世界是一样的。比如说电路中的电流，它的电压可以用电容来进行钳位；比如说电路中的电压，它的电流激变可以用电感来进行限制。电压斜率可以用电容解决，电流斜率可以用电感来解决，这样就能让电路和谐，让它稳定工作。

关于MOSFET的Rdson损耗问题以及高压低压MOSFET的区别，我们下次接着讲。

MOSFET讲解（13）

MOSFET讲解

这种单桥臂载波的管子，哪个管子发热会大呢？

MOS管的四大损耗：开通损耗，关断损耗，导通损耗，续流损耗

上桥臂载波情况下：

假设I = 1A，Rdson = 3mΩ。所以，

导通损耗：P = I^2*Rdson = 3mW

续流损耗：P = U*I = 0.7V*1A = 0.7W

四大损耗各有占比，随着电流的变化而变化的。可以通过理论去计算，但是不准，实际情况需要通过波形测试进行计算。我们这里先定性，不定量。

定性：

假设电流很小时，开关损耗比重大，哪个管子载波哪个管子热；续流损耗大于导通损耗；

假设电流很大时，续流损耗大，哪个管子载波它的对应同一个桥臂的另外一个管子就热；开关损耗占比相对较小；哪个管子恒通，则相应的导通损耗最小。

一个周期内，载波的管子，在ON期间有损耗，OFF期间可以休息；恒通的管子在全周期内都有损耗；续流的管子在ON期间休息，OFF期间有损耗。

如果负载电流实在是太大，比如100A，那么管子的续流相当大，开关损耗和导通损耗也大。那就要加散热片，即使加散热片，也要看管子的制作工艺，是塑封还是金封。发热源是晶圆，传到散热片上面肯定是有热阻的，那么如果电流太大，发热很大，温度就来不及传到散热片上，那么MOS管依旧会坏掉。这个时候，我们要尽快把热源全部传出来，可以分散热源。比如采用并联MOSFET的方式，那么这种方式有两个好处，首先管子价格便宜了，热阻也没那么大了。其实由于MOSFET是压控型的，所以可以并联，只要控制GS电压接到同一个驱动极，所以电压是一致的。

怎么解决续流损耗的问题呢？即使2个并联，承担的续流损耗也是很大的。

当M1载波，M2恒通，M4续流时，它们的发热是不一样的。可能M4发热最大，M1次之，M2发热最小。能不能在同一个周期内，让它们之间的热源再重新分配呢？

思路：让热源进行分配，大家一起来承担。

分时载波，一会儿上管载波，一会儿下管载波，这样就把热源分散了。

总结：

1、并联MOS管。——增加硬件成本，软件不需要改动。

2、分时载波。   ——硬件不变，软件改动，降低硬件成本。

在大电流情况下，二极管发热是最严重的。而且它的散热只能通过MOSFET内部散热，那么能不能把体二极管拿到外面来呢？对于一个器件而言，它的功率受内部晶圆影响，也受封装影响，体积越大，散热越好。封装对应着一个温升的参数：器件每增加一瓦，对应的温升。相同的功率损耗，体积越小，则温升越大。

如何把体二极管拿到外面来呢？让MOSFET体二极管失效，在外面增加一个大封装的二极管，这样就分散了发热源。

对于上面这幅图，怎么解决M4的续流问题呢？如何让M4的体二极管不通。

如上图所示，是不是可以把MOSFET的体二极管失效了呢。但是会增加2个器件，而且体积也大。

那么左边的二极管放在上边好，还是放在下边好呢？肯定是放在上边好，如果放在下边，会影响GS电压，同时，二极管的结电容效应会引起GS之间的震荡。毕竟下面是控制极，还是希望控制极相对干净一点。一旦控制极受到干扰，就会影响漏极。

根据之前的分析，当上管载波时，下管才会有续流，所以，只要在三个下管各加2个二极管即可，这样就解决了下管发热的问题。那么有时候大家看到有个电机控制有9个管子，这是因为下面的三个MOSFET又各自并联了一个管子。

总结：

1、上桥载波，在三个下管分别各并联一个MOSFET，功率降额使用

2、上桥载波，在三个下管采用两个三极管方案失效体二极管，续流损耗拿到外面来，给MOSFET降低损耗负担。

3、通过软件的办法，实现上下桥分时载波。

在单桥臂载波的时候，更多的时候采用上桥载波。主要考虑的是上管自举电容充电的问题。