MOSFET讲解（15）

MOSFET讲解

快续流的方式，电机的平均功率要小。慢续流的方式，电机的平均功率大。不管快续流还是慢续流，都满足能量守恒。外部电源给电机做功P，在电源关断后，电机能量一直做功，电机的能量也给电源充电。慢续流P = 电机做功；快续流P = 电机做功 + 给电源充电。

所以说，快续流可以回收能量，但是平均功率小。主要看在什么场合用什么样的续流方式。

PWM OFF期间：

在死区期间内，能量M4 M5体二极管走，依旧有续流损耗。死区时间是1~2us，不足以让电机的电流变为0，所以电机依旧是有电流的。在M4 M5导通后，能量从Rdson走了，就没有续流损耗了，只有导通损耗，而Rdson上面的损耗不是特别的大，这样子互补输出的好处解决了损耗问题。

总结：互补方式增加管子的开关损耗，降低了管子的续流损耗。而开关损耗平均分配给了每个管子，这样热源就分散了，每个管子的热量就会降低。

研究电流的方向：

电流是由惯性的，电感作为电流源，电流的方向是不能激变的，所以在续流期间，电感两端的电压被钳位在了310V，还是给电源进行反向充电的。只不过Vbus 310V会让电感的电流下降变快，一段时间后，让电感上的电流为0。

如果定义电感对电源充电的电流方向为正，那么电源对电感放电的电流方向为负。也就是说，电感作为电流源给电源进行充电，当电感上的电流为0时，电源又开始给电感进行充电了，电流的方向就反过来了。

也就是图中蓝色的电流方向。电流的方向从红色变为蓝色，必然经过0。

那么关于电感的续流就讲到这里了。

接下来简单讨论一下Rdson 的问题。假设Id有100A，那么要想检测这个电流，最好要在三相逆变桥下面加一个检流电阻，比如这个检流电阻是3mΩ，那么P = I^2*R = 30W，一般的检流电阻没有这么大的功率的，所以就要用电流互感器来进行电流的采样。那么，还有一种方式，MOSFET是有Rdson的，假设Rdson不变的情况下，是否可以在MOSFET两端通过对Rdson两端的电压来检测电流呢？所以，在大电流的情况下，可以借用Rdson做检流电阻，做电流的采样。

MOSFET讲解（16）

MOSFET讲解

接下来讨论低阈值管子的优势。那么，MOSFET的导通阈值低，它的好处就说对信号的幅值要求就小了。假设MOSFET的导通阈值是1V 或者2V，那么一个3.3V的单片机就可以搞定了。

那么，我们也知道，高阈值的管子开通的上升沿是很长的，从关断到完全开通需要t0-t4这个时间。那么低阈值MOSFET的好处就说，这个上升沿的时间变的更短。打个比方，假设高低阈值的两个管子，它的上升沿斜率都是一样的，那么，低阈值的管子，上升到开通阈值，花的时间就更短了，如下图所示，比如低阈值管子需要T1的时间，高阈值管子需要T2这么长时间。

所以，从开通时间这个角度来说，低阈值的管子，开关频率可以做到更高；高阈值的管子，开关频率可以做的更低。那么有的芯片把MOSFET做在内部，阈值做的很低，开关频率可以做得更高，也就是这个道理。

接下来讨论MOSFET的耐压问题。比如说一个100V耐压的管子，假设100V电压上有一个毛刺，毛刺的峰值可以达到120V，把这个电压加在MOSFET的漏极，MOSFET的漏极电压是不是就是120V呢？我们说，是不会到120V的，漏极电压依旧是100V。

MOSFET的漏极可以钳位超过它的耐压的电压。那么，如果用一个120V的直流持续加在MOSFET两端，这个MOSFET一定会热坏掉，会把MOSFET击穿。那么，一个120V的脉冲毛刺加在MOSFET两端，电压依旧是100V，但是管子会发热严重，也有可能会坏掉。所以，要合理的管子的耐压。对于低压管子，放30V的余量就够了；对于高压管子，放50V的余量就够了。这也要看MOSFET的标称耐压值是多少，综合考虑。

MOSFET 数据手册

12N50 这是一个高压MOSFET，12表示电流12A，50表示耐压500V。

这里大概说一下，有的人对着数据手册每个参数细节都要深扣，拼命的扣，这是一个好事，但问题是对于初学者来说，有没有必要在现阶段这么来做。就好比盖一栋大楼，有几种方式，打地基，搭框架，再搭隔层，再精装修，这种更科学更合理，我们学习也应该是这样子。现在最重要的是打基础，搭框架。还一种方式，就是基础一点一点的搭，搭了一点再搞精装修，然后接下去再往后不断地完善，这种方式肯定是耗时耗力，最终可能考虑不全，搭不好，人的精力是有限的，要在以后慢慢完善细节，这样才能学的透。那么，接下来简单的看一下数据手册。

我们看datasheet，它的电流并不是12A，实际上只能达到11.5A。Rdson=0.65Ω，那么，有的管子Rdson能到达50~60mΩ。实际上对于高压的管子来说，之所以能抗这么高的耐压，内部是很多个小MOSFET串联在一起的，所以电阻会有点大的。我们看一个管子，第一看耐压，其次看Id电流，第三看内阻Rdson，如果电流大 内阻小，那么这个管子也是偏贵的。如果低压的管子，电流大，内阻小，也是偏贵的。

那么这个管子650mΩ，性能不是特别的好，但是在有的场合也够用了，这也要根据具体的电路去合理的选型，只要够用就行。那么，我们也知道，一个MOSFET的Id电流和Rdson是有一个条件的，就说Vgs电压，达到这个Vgs阈值电压时，才能满足这个参数，所以在用这颗管子时，Vgs电压至少要高于10V才可以，那么这里可以用12V以上，对它的使用是没有多大影响的。

一般半导体器件都是和温度有关系的，所以，我们都默认在25℃环境温度下是这样子的参数性能。实际上随着环境温度的变化，这些参数都会发生变化，但是总要标一个静态值，供大家选型参考。

这个管子的V_GSS是±30V，但是也要知道，大部分的管子，它的V_GSS是±20V。在实际使用中，Vgs电压不能超过这个值，否则会损坏。

那么接下来看Id电流，它标了2个参数，一个是在25℃ ，一个是在100℃。那么在设计的时候，需要考虑这个温度因素，还要放一点余量。

I_DM=46A，表示短时间内可以抗这么大的电流。就好比一个人能短时间挑100斤的担子，如果长时间工作挑100斤，肯定是承受不了的。

Pd=165W，表示在25℃下，能达到这么大的功率。再看下面的1.33W/℃，表示环境温度每上升一度，功率减少1.33W。

dv/dt = 4.5 V/ns是体二极管的峰值反向恢复的电压。可以理解为它能承受的应力。也就是说，这个MOSFET不能关断的太快，如果关断太快，很高的dv/dt会把MOSFET给冲坏掉。

Eas = 460mJ，表示MOSFET所能承受的最高的峰值冲击能量，高于这个冲击能量，就会损坏。

那么，下面的温度-55℃~150℃，表示的是MOSFET在不通电情况下的存储温度。

MOSFET讲解（17）

MOSFET讲解

接下来接着看12N50数据手册。

上面这个参数是MOSFET的热阻，R_BJC 表示MOS管结温到表面的热阻，这里我们知道R_BJC=0.75。热阻的计算公式：，其中，Tj表示MOSFET的结温，最大能承受150℃

Tc表示MOSFET的表面温度。

通过上面公式可以计算一下，表面温度在25℃的情况下，管子能承受的功率：，P=166W。

数据手册上给到的数据来看，当Tc=25℃时，MOSFET的功率可以达到165W，是符合刚才的计算的，这里的误差是正常的，厂家在数据手册上写的数据也是通过这个计算出来的。

我们要知道，热阻越大，结温和表面顶部温度的温差就越大，也就是说，热阻越大里面的温度散热没有那么快。这里指的是没有加散热片的热阻，如果实际板子上加了散热片，热阻也会变小。

一般数据手册给到的电气参数都是在环境温度25℃条件下测试的。

BV_DSS：漏源之间的雪崩电压。测试条件：Vgs=0V，I_D=250uA。给DS端不断加电压，此时I_D漏电流会增大，当ID达到250uA时，此时的DS电压即为雪崩击穿电压。这里的雪崩击穿电压最小值是500V.

V_GS(th)：阈值电压。测试条件：V_DS=V_GS，I_D=250uA。不断提高V_GS电压同时也提高V_DS电压，此时看I_D电流的变化，如果I_D达到250uA时，此时的V_GS电压就是MOSFET的阈值开启电压了。最小值是3V，最大值是5V。离散性太大，可以不用太关心这个数据。

I_DSS：漏极漏电流。测试条件：V_DS =500V，V_GS=0V。泄露电流随温度增加而增大，漏电流也会造成功耗，P=I_DSS*V_DS，一般忽略不记。

I_GSS：栅极漏电流。测试条件：V_GS=±30V，V_DS=0V。

R_DS(ON)：导通电阻。测试条件：V_GS=10V，I_D=5.75A。通常I_D都是最大电流的一半，测到的DS之间的导通电阻。

g_fs：正向跨导。测试条件：V_DS=30V，I_D=5.75A。数字越大，频率响应越高。

Qg：总栅极充电电荷量。这个大小直接决定了开关速度。如果让管子开通，栅极电压肯定上升，电压的上升需要Qg这么大的电荷量。电荷量越大，表示开通的时间就越长。这个数据越大，表示MOSFET内部并联的就多。那么，对于高压的管子来说，Qg肯定就小；低压的管子，Qg肯定就大。同时，Qg越大，Rdson肯定就越小；Qg越小，Rdson越大。

Ciss：输入电容，Cgs+Cgd。影响MOSFET的开关时间，数据越大，开关越慢，开关损耗就越大，但是EMI特性就越好，反之亦然。

Crss：反向传输电容（也叫米勒电容），Cgd。影响的是，当漏极有异常高的电压时，通过Cgd传输到MOSFET的栅极能量的大小。比如在做雷击测试时，会有一定的影响。对关断稍微有影响。

Coss：输出电容，Cgd+Cds。对关断稍微有影响。

t_d(on)：开通延时时间。是漏极到源极开通延时的时间。

tr：上升时间。是漏源电流的上升时间。

实际上，上面这些参数都是与时间相互关联的参数，那么开关速度越快，对应的有点是开关损耗小，效率高，温升低。对应的缺点是EMI特性不好，MOSFET的关断尖峰过高，这是由于MOSFET关断瞬间的体二极管有反向恢复时间。

Is：漏源最大电流。在选型时，需要注意实际工作温度对它的影响。

V_SD：源极到漏极的正向导通压降。这个电压越高，表示体二极管的续流损耗就越大。

trr：体二极管反向恢复时间。

Qrr：体二极管反向恢复充电电量。与充电时间成正比的，越小越好。

MOSFET讲解（18）

MOSFET讲解

当Vds电压升高时，MOSFET寄生电容总体呈下降的。当Vds电压越低的时候，MOSFET寄生电容越来越大，尤其是Coss电容。那么，随着电压的升高，Coss下降的是最快的，相对来说，Ciss稍微稳定一些。这也就是为什么过了平台区之后，管子不怎么震荡了，这也和上面这幅图表达的含义有关系的。

上面这幅图相对来说比较关键。它是MOSFET工作的一个安全区域。MOSFET选型的合适与否，就要看上面这幅图。之前说的参数其实是静态的，那么这副图的参数是动态的。

在这条线的左下方都是安全工作区域。横坐标是V_DS，纵坐标是I_D。假设V_DS是100V，对应的I_D电流大概是1.7A左右，在实际测试中，就按照这个表中的数据进行对比，观察是否在MOSFET的安全工作区域内。

当V_DS电压在100V时，如果测到的I_D电流在2.1A~6A这个区间，那么MOSFET只能承受10ms，越往上时间越短。只要在实线区域内，MOSFET都是安全的，不受时间的限制。

用MT3540芯片设计BOOST电路（1）

用MT3540芯片设计BOOST电路

MT3540是一款Boost芯片，它的输入电压范围：2.5~5.5V，输出电压范围：最高28V（在Vin=5V，Io=100mA条件下）。最大负载电流：1.5A（在Vin=4.2V，D=50%条件下）。固定工作频率：1.2MHz。参考电压：1.20V/1.23V/1.25V（在选型使用时需要注意，查阅对应的数据手册）。

芯片总共5个引脚。按照数据手册所推荐的工作原理图来选择电容、电感、电阻、二极管，就可以了。

另外，厂家也给了布局建议。到目前为止，似乎不用知道太多，好像也能让电路正常工作，完成设计。对于一位刚毕业的大学生，只要会使用软件，也能完成这个设计。现实是，确实也有一部分工程师也是这么来做的。因为在公司里面，项目进度很紧张，或者杂事很多，被各种耽误。即使自己想深入研究，也力不从心或者无从下手，甚至用心去学习了，也不系统。很可能，随着年龄的增长，自己感到很焦虑。

那么，我们能否更深入一步呢？接下来我们就从Boost电路的拓扑结构开始讲起。

上面这幅图就是Boost电路的拓扑结构，SW开关在实际电路中用的是MOS管，这里是为了方便说明。L1是电感，D1是二极管，C1是电容，RL是假负载。我们现在就开始观察SW的两种状态：闭合和断开。

当开关闭合时：

当开关闭合时，后面的电路被开关短路了，可以忽略掉。此时就相当于一个电源和电感构成一个完整回路，Vin给电感充能（电感和电容一样，都是充放电。给电容充电就是以电场的形式存储能量；给电感充电就是以磁场的形式存储能量。放电也是同样的原理）。回路如下：

当开关闭合后，粉框内的电路被开关短路了，此时可以不看，只分析左边的回路。Vin给电感充能，根据电感的特性，会产生左正右负的自感电动势（电磁感应定律）。另外，电感还有一个特性：阻碍电流的变化。所以，电感上的电流会呈现一个斜向上的变化趋势：

（上面这个公式是根据电磁感应定律得到的，它是根据这个公式变换得来的：）

根据上图我们知道，在开关闭合期间，电感两端的电压是一个常数Vin，而电感确定后，它的感量L也是一个常数，所以，电感电流的变化率 di/dt也是一个常数，如果我们把它用一个波形表示，就是这样子的：

对于电感来说，它的电流有多大，磁场就有多强，储存的能量也就和流过它的电流成平方关系：（这个能量公式是这样推导的：W = P*t = U*I*t，由于每个时刻的电流都不同，所以需要对每个点功率进行积分，，这里面的u指的就是电感两端的电压，i就是流过电感的瞬时电流，我们知道，把这个带进刚才的能量积分公式，所以：）。

我们也说了，当开关闭合时，是给电感充能的。但是不能无止尽的充，因为对于电感来说，当电流高到一定程度，电感会出现饱和的（关于电感饱和，可以理解为电感磁芯没有抑制电流变化的能力了。饱和后电感就相当于一根导线，造成电源直接正负极短路）。所以，我们要选择一个合适的时间，把开关断开，不让电源给电感充能。什么时间合适呢？这是根据输出电压反馈回路来给的信号。