MOSFET讲解（10）

MOSFET讲解

我们希望米勒平台的时间短，但是往往容易出现震荡，反而发热更大。另一方面，如果米勒平台时间短，对于高压管子来说，开通时dv/dt大，所包含的谐波分量就大。

什么是谐波分量呢？任何一个波形都可以用若干个正弦波进行叠加，那么，我们MOSFET由于米勒平台时间短，dv/dt就很大，就表示开关波形的沿越陡，棱角越分明。一般我们所说的基波是一个标准的正弦波，dv/dt产生的开关波形，可以由这个基波和很多个高次谐波分量的正弦波叠加。如果沿越陡，谐波分量就越多；如果沿越缓，谐波分量就越少。谐波分量其实是一个辐射源，如果dv/dt越缓，那么谐波分量越少，EMC更加容易通过。

那么，高压管子的平台时间多少合适呢？高频载波的话，米勒平台时间在300ns~1us，那么1us可能发热会大一些，具体要看封装和Id电流的大小，如果最后测试下来，温度能接受，那也是可以的。那么如果MOSFET只用于电源上电和断电时的开关来用，那么这个平台时间长一点也没关系，毕竟是低频的。

对于低压管子来说，由于GS电容偏大，所以Igs电流要大，栅极电阻要更小，建议10R~100R。也就是说，虽然低压的管子GS电容大，但是栅极电阻小，米勒平台的时间也不会太长。

那么，低压管子的平台时间多少合适呢？可以更小一些，90ns~300ns。这些都是个人的一些看法，不代表权威性，要根据自己的项目各自评估。

那么关于高压管子和低压管子，具体的米勒平台的时间，还需要看Vgs波形是否震荡为准。

尤其在MOSFET用于上下桥互补斩波的时候，可能会出现一些问题。什么是上下桥互补斩波呢？

上面这幅图就是上下桥互补输出，意思就是上下管不能同时导通，否则就短路了。上管开通时，下管就要关闭；下管开通时，上管也要关闭，这就是互补输出的含义。

如果驱动上管的PWM信号是S1，驱动下管的PWM信号是S2。

那么S1为低，S2为高；S1为高，S2为低。同时，我们也知道，MOSFET的开通和关断都是有延时的，再加上刚刚说的MOSFET开通或关断出现震荡，那么，有可能出现上下互通的情况。一般我们避免这种情况发生，会加一个死区。

可以让开通延时，下降时间不变。这就是我们互补输出方式。

在GS波形正常情况下，上面这个电路是没有问题的。但是由于GD之间是有电容的。

假设我们的管子开通快，关断也快。另外，我们前面也讲到过，GD之间的米勒电容Cgd与漏极电压有关。那么接下来，讨论在死区期间，其中一个管子开通的一瞬间，对另一个管子GS波形的影响。

在死区期间，C4 和C7是如何分压的啊？M点实际上是分压了Vbus的一半是吧，这里M点在死区期间的电压是155V。

假设死区时间过后，上管先导通的瞬间，M点的电压从155V变成310V，有一个很高的dv/dt，而且瞬间会留下来一个很大的电流，那么理想情况下肯定是往负载那边流走，但事实上，会通过C5电容流到S2端，同时也会经过C6流到地。这是因为下管关闭，S2为0V，C6相当于短路，但更主要的电流还是流过C6。

那么，既然对C6电容进行充电，C6的电压就会往上升，就有可能导致达到下管的开通阈值电压，那么下管就会误导通。

MOSFET讲解（11）

MOSFET讲解

通过对上面回路的分析，我们认为，对于互补输出电路来说，下管关闭期间，上管瞬间导通，导致下管GS出现干扰，有可能下管误导通。比如说，下管的导通阈值是4.5V。如果干扰波形的幅值小于4.5V，这个是安全的。

误触发信号受哪些因素影响：

1、控制信号和Id电流回路太大；

2、地线的干扰影响；

3、GS阻抗的影响；

4、MOSFET本身特性的影响。

选择MOS管的考量因素：

1、高压管子：AC120V  DC170V以上的管子，建议使用高阈值的管子。

2、低压管子：a）大电流：用高阈值

b）小电流：用低阈值

接下来分析，在死区期间，下管导通是什么样的回路。

下管导通瞬间，上管是关闭的。那么下管导通瞬间，是发生在下管的Rdson从无穷大到很小的过程中的。

那么下管突然导通，M点的电压肯定会被拉低，既然被拉低，必然有一个回路存在。如下图所示：

当下管开通瞬间，会产生上面这条回路。必然对上管的栅极电压产生影响，也会导致在平台期间上管出现误触发。所以，要选择高阈值的管子更好一些。

总结性结论：

1、开通慢，关断快。

2、尽量选择高阈值的管子。

3、选择低阈值的管子。（消费类玩具等行业，低压小功率场合）

4、选择合适的平台宽度。

平台太宽，波形好，但是发热大；

平台太窄，波形不好，产生干扰，发热更大。

MOSFET讲解（12）

MOSFET讲解

管子的开通对另一个管子产生影响，造成误导通。怎么解决这个问题呢？

从干扰的几个因素来考虑：

1、首先从布局上，控制回路要特别小，Id回路也不能太大。

2、地线的干扰影响

3、GS阻抗的影响

4、MOSFET本身的特性的影响

那么，从原理图设计方面讲，可以在GS阻抗上改善。

比如，当下管关闭，上管开通瞬间，会在下管的G端产生一个干扰，让G端的电位上升。我们可以让R4阻值变小，分到更多的电流，直到干扰的电位远低于4.5V导通阈值。但这也会带来一个问题，下管的开通期间会一直有一个较大电流流过R4，而这不是我们所希望的。这种情况在低压时，会好很多，但是高压就不好做了。

开关损耗

在每一次开关过程中，产生的开通损耗和关断损耗。

控制信号的载频越高，则开关损耗越大。

将平台时间尽可能地缩短，当然前提是GD波形尽可能的不发生震荡。

控制信号的幅值大小，也会影响到Rdson的阻值。

最好大于12V，至少大于8V。

体二极管的续流损耗

这里以三相逆变桥电路举例

通过上面的三相六个桥臂的导通时序，来控制右边电机绕组的导通相序。上管斩波，下管恒通的方式进行速度控制。比如在某一时刻，M1 M2导通，其它4个管子截止，那么导通回路如下图所示：

对于电机绕组来说，U相和W相导通，V相悬空。

ON期间（上桥）：M1斩波，M2恒通

源 ----  310V

回路 --- 经过M1 --> U --> W --> M2 --> 310V的地

OFF期间（上桥）：M1斩波，M2恒通

电机的U V作为电感，是一个电流源，电流是不能激变的，并且要维持原来的电流方向不能突变。那么电流会经过M4的体二极管流过。

源：UW电感

回路：W --> M2 --> M4体二极管 --> 回到U端

电流源电感两端的压降被钳位在了0.7V---慢续流。慢续流的好处，因为电机一直有电流，所以平均输出功率就大。

续流期间是站在地上的。

ON期间（下桥）：M2斩波，M1恒通

源：310V

回路：经过M1 --> U --> W --> M2 --> 310V的地

OFF期间（下桥）：M2斩波，M1恒通

源：UW电感

回路：W --> M5 --> M1 --> U

续流期间是站在310V上的。

这种单桥臂斩波的管子，哪个管子发热会大呢？

MOSFET讲解（13）

MOSFET讲解

这种单桥臂载波的管子，哪个管子发热会大呢？

MOS管的四大损耗：开通损耗，关断损耗，导通损耗，续流损耗

上桥臂载波情况下：

假设I = 1A，Rdson = 3mΩ。所以，

导通损耗：P = I^2*Rdson = 3mW

续流损耗：P = U*I = 0.7V*1A = 0.7W

四大损耗各有占比，随着电流的变化而变化的。可以通过理论去计算，但是不准，实际情况需要通过波形测试进行计算。我们这里先定性，不定量。

定性：

假设电流很小时，开关损耗比重大，哪个管子载波哪个管子热；续流损耗大于导通损耗；

假设电流很大时，续流损耗大，哪个管子载波它的对应同一个桥臂的另外一个管子就热；开关损耗占比相对较小；哪个管子恒通，则相应的导通损耗最小。

一个周期内，载波的管子，在ON期间有损耗，OFF期间可以休息；恒通的管子在全周期内都有损耗；续流的管子在ON期间休息，OFF期间有损耗。

如果负载电流实在是太大，比如100A，那么管子的续流相当大，开关损耗和导通损耗也大。那就要加散热片，即使加散热片，也要看管子的制作工艺，是塑封还是金封。发热源是晶圆，传到散热片上面肯定是有热阻的，那么如果电流太大，发热很大，温度就来不及传到散热片上，那么MOS管依旧会坏掉。这个时候，我们要尽快把热源全部传出来，可以分散热源。比如采用并联MOSFET的方式，那么这种方式有两个好处，首先管子价格便宜了，热阻也没那么大了。其实由于MOSFET是压控型的，所以可以并联，只要控制GS电压接到同一个驱动极，所以电压是一致的。

怎么解决续流损耗的问题呢？即使2个并联，承担的续流损耗也是很大的。

当M1载波，M2恒通，M4续流时，它们的发热是不一样的。可能M4发热最大，M1次之，M2发热最小。能不能在同一个周期内，让它们之间的热源再重新分配呢？

思路：让热源进行分配，大家一起来承担。

分时载波，一会儿上管载波，一会儿下管载波，这样就把热源分散了。

总结：

1、并联MOS管。——增加硬件成本，软件不需要改动。

2、分时载波。   ——硬件不变，软件改动，降低硬件成本。

在大电流情况下，二极管发热是最严重的。而且它的散热只能通过MOSFET内部散热，那么能不能把体二极管拿到外面来呢？对于一个器件而言，它的功率受内部晶圆影响，也受封装影响，体积越大，散热越好。封装对应着一个温升的参数：器件每增加一瓦，对应的温升。相同的功率损耗，体积越小，则温升越大。

如何把体二极管拿到外面来呢？让MOSFET体二极管失效，在外面增加一个大封装的二极管，这样就分散了发热源。

对于上面这幅图，怎么解决M4的续流问题呢？如何让M4的体二极管不通。

如上图所示，是不是可以把MOSFET的体二极管失效了呢。但是会增加2个器件，而且体积也大。

那么左边的二极管放在上边好，还是放在下边好呢？肯定是放在上边好，如果放在下边，会影响GS电压，同时，二极管的结电容效应会引起GS之间的震荡。毕竟下面是控制极，还是希望控制极相对干净一点。一旦控制极受到干扰，就会影响漏极。

根据之前的分析，当上管载波时，下管才会有续流，所以，只要在三个下管各加2个二极管即可，这样就解决了下管发热的问题。那么有时候大家看到有个电机控制有9个管子，这是因为下面的三个MOSFET又各自并联了一个管子。

总结：

1、上桥载波，在三个下管分别各并联一个MOSFET，功率降额使用

2、上桥载波，在三个下管采用两个三极管方案失效体二极管，续流损耗拿到外面来，给MOSFET降低损耗负担。

3、通过软件的办法，实现上下桥分时载波。

在单桥臂载波的时候，更多的时候采用上桥载波。主要考虑的是上管自举电容充电的问题。

MOSFET讲解（14）

MOSFET讲解

无论上面并联MOS管也好，还是用二极管也好，实际上都会增加成本，主要因素还是因为续流。续流的时候为什么不能把下管导通呢？如果续流的时候把下管导通，不就可以从管子走了吗，也就是说从Rdson走了，而不是从体二极管走。我们续流的时候下管开通的方式，叫做互补输出的方式。

接下来研究互补输出方式。

从导通时序上来看：

这样所有的管子都有开关损耗，在大电流的场合，开关损耗占的比重就不大了，关键能把续流损耗减掉。

还是用上面这幅图来分析，先不看中间的一路桥臂M3 M6。

PWM on期间：

电源正出发 ---> M1  ---> U ---> W ---> M2 ---> 电源地

死区时间：

W出发---> M5体二极管---> 电源正---> 电源地---> M4体二极管---> U

电感作为电流源，Vbus电源作为负载，实现的是对电源充电，能量的回收。那么，看看电感两端的钳位电压：U相是-0.7V，W相是310V，电感的两端被Vbus电源所钳位，钳位电压很高，我们把这种钳位电压高的方式叫做快续流。也就说说，电流下降到0的时间更快，有可能一段时间内是没有电流的。

慢续流有可能整个周期内电流是更加连续的；

快续流有可能整个周期内电流是更加断续的。

快续流的方式，电机的平均功率要小。