MOSFET讲解（5）

MOSFET讲解

上面是一个正常情况下，电容两端电压的充电波形。但事实上，MOSFET除了在GS端存在电容之外，它还有GD电容，DS电容。那么，GD之间的电容，我们把它称之为米勒电容，实际上米勒电容有一个米勒效应的。

米勒效应，实际上是有一个固有的转移特性。在这个转移特性里面有什么关系呢？就是：栅极的电压Vgs和漏极的电流Id保持一个比例关系。

其实，对于MOSFET来说，有一个起始开通电压，叫做Vth。

当MOSFET达到起始开通电压Vth之后，Id就开始有电流了，但是这个时候，电流小，然后Vgs电压继续上升，Id也会继续上升，当上升到米勒效应的时候，就会发生固有转移特性。

我们知道了，当gs电容的电压达到Vth时，Id有电流的，就表示有通路，那么栅极的电压就有了另一条通路了。

也就是上面这幅图中紫色的这条通路。那么GS电容在达到Vth之后，会继续上升，当到达t2时刻时，Id电流就达到最大了，也可以说电流保持不变是吧。那么，既然漏极的电流保持不变，根据固有转移特性，是不是栅极电压也保持不变啊（固有转移特性：栅极电压Vgs和漏极电流Id保持一个比例关系）。

我们把栅极电压不变的这段区域叫做米勒平台区，而且MOSFET处于放大状态。那么会有人有疑问了，既然是达到放大状态，为什么电流能达到最大值呢？这和内阻分析法不是有矛盾吗？实际上是没有矛盾的。

我们用三极管来举例:

假设上面这个三极管处于饱和导通状态，放大倍数β=100，当be流过1mA电流时，Ic的电流是100mA。由于三极管处于饱和导通状态，那么C极的电位是0.3V的饱和压降，那么，根据上面这个电路图来看，如果忽略CE压降的话，根据欧姆定律：Ic=12V/100R=120mA。但实际上三极管所能达到的最大Ic电流是100mA。那么，我们来看看三极管饱和导通时的功耗问题。

饱和导通：

Ib=1mA，Ic=100mA

三极管功耗：

b极功耗：0.7V*1mA

c极功耗：0.3V*100mA

很明显，三极管在饱和导通时，功耗不大。那么，再来看一下三极管放大状态时的功耗。

由于三极管的射极电压跟随，输出电压是5V，而左边是12V（忽略100R压降），那么CE压差就是7V了。此时三极管处于放大导通状态，而三极管的be电流还是1mA。

放大导通：

Ib=1mA   Ic=100mA

三极管功耗：

b极功耗 0.7V*1mA

c极功耗 7V*100mA

根据上面的分析，三极管放大状态的功耗是饱和状态的23倍。三极管在放大导通状态下，C极电流是具有100mA的输出能力的。但是，一般情况下，我们都是降额使用，否则会发热损坏掉。所以，三极管工作在放大状态，就特别要考虑功耗问题。

我们再回到之前的MOSFET放大状态，对于MOSFET来说，它的Id电流其实是受后级负载决定的，不是工程师所能控制的。但是MOSFET在开通过程中，必须要经过这个放大区，只不过这个放大区功耗特别的大，所以就需要这个放大区的时间就要特别的短。MOSFET在这个区域特别危险，坏的最多。

三极管和MOSFET从关断到完全饱和导通的过程中，中间必然会经过放大区。为什么说三极管也是经过放大区呢？比如说，我们把三极管设计在饱和导通状态。我们说在理想情况下，三极管的输入信号是这样子的。

但是，这只是理想。事实上，由于受驱动能力的影响，都做不到90°上升。实际上数字器件也有一个斜率的问题，只不过有时间的长短。

严格的说，它的波形是一个梯形的，并不是一个方波。

假设驱动电压上升到一个很小的值，比如说0.7V附近的时候，虽然达到了三极管的开通阈值电压，但是回路中有一个电阻，电流就很小，小到什么程度呢？大概只有nA级，是一个上升的过程。1nA  10nA  1uA  100uA  500uA  1mA最后到饱和导通，但是中间必然经过放大区，但是这个放大区的时间极短。所以说三极管也不怎么容易坏。但是MOSFET它不是，它的时间比较长，所以就容易坏。

MOSFET讲解（6）

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我们知道了三极管 MOS管在进入饱和导通之前，必然会经过放大区。好在三极管经过放大区的时间很短，但是MOS管在米勒平台这段区域的时间会更长，也会更容易损坏。

上面是Vgs波形，接下来我们来看Vds波形是什么样子的。

那么，我们知道当Vgs电压达到Vth时，MOS管进入放大导通区域，而此时D端的电位会从原来的200V在t1~t2期间内会有略微的下降。

同时，我们也知道，在Vgs电压达到Vth时，Id开始有电流了。

我们通过固有转移特性知道，Vgs和Id成比例变化的，所以在米勒平台区域Id电流也是几乎没有变化，理想情况下，我们就认为它们是不变的。

那么，到了某一时刻（t3），米勒平台效应就会结束。在米勒平台期间，MOS管的DS内阻Rdson在逐渐变小。

工作在米勒平台区域，与工作在平台后的区域，管子的功耗问题。

工作在米勒平台区域：管子内阻虽然在变小，但是还是很大。由于电流都是最大，所以功耗大。

工作在平台区域之后：由于Rdson极小，所以功耗小。

管子工作在饱和导通状态，相对比较安全。但是还是比较怕很高的dv/dt   di/dt，因为这样斜率很陡，就会对MOS管产生冲击。一般在半导体器件的数据手册里面，都会标出它所能承受的最大的dv/dt  di/dt。实际上MOS管有很多种沟道:

最下面的沟道抗冲击最强，不过是英飞凌的，申请了发明专利。

我们知道了，MOS管在米勒平台区发热量极大，内部结温很高，如果来了一个很大的冲击能量，还没等到结温往外散掉，就已经损坏了。如果你这个时候，虽然在外部测量到的表面温度不高，但是已经损坏，就是有可能是这个原因所导致的。

MOSFET讲解（7）

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接下来我们继续研究下面这幅图。

在t2~t3期间：放大区

在t3之后：饱和区

当饱和之后，Rdson很小，分压下来，漏极电压就会很低。

理论上Vds直线下降，但事实上是非线性的。在实际测试波形时，中间那一段非线性不一定能测得出来。那么，在t3时刻之后，Vds的曲线就如下图所示。

那么接下来讨论t3时刻之后，米勒效应就消失，固有转移特性结束。

当米勒效应消失，就只有原来的红色这条回路了。

实际上米勒电容和电压也有关系，Crss电容不是一成不变的，与漏极的电压也有关系，漏极电压越高，效应越明显；漏极电压越低，效应不明显。这就是为什么高压的管子怕米勒效应，低压的管子不怕，这都是和漏极电压有关系的。结论：高压系统中的管子，越要注意米勒效应。理论上讲，t3时刻之后，Vds就是Rdson两端的压降，待会儿再讨论这个压降还会受什么因素的影响。

我们知道，在米勒平台之后，只有红色这一条回路，Vgs电压继续上升，最终充到12V。

对于MOS管来说，放大区是危险区域。那么进入饱和区之后，还要深入去研究Rdson，也就是说，在饱和区内Rdson还会受到Vgs电压幅值的影响。为什么呢？理论上讲，过了平台区就完全饱和了，而平台区的电压比如说4.5V，那么5V就完全饱和了啊。但事实上，由于MOSFET内在的特性，Rdson还没达到最小，随着Vgs两端电压幅值的升高，Rdson还会继续降低。那么，是不是Vgs越大越好呢？实际上，当电压大于10V时，Rdson就变化不那么明显了。所以，一般我们都用12V 15V作为Vgs的驱动电压，一般情况下，Vgs不要超过±20V，否则管子会损坏。那么，一般为了降低导通损耗，就需要提高Vgs，这是因为P=I^2*Rdson。

不管是MOSFET还是三极管，幅值都需要限额，包括电压、电流、功率等。

这里顺便讲一下器件的电气特性。

器件的电气特性:

电压、电流、功率（器件本身的损耗）、封装

器件的极限：

dv/dt ，di/dt，峰值下对应的时间（不能承受太长时间）

根据刚刚的分析，t3时刻之后的一小段时间还是有一点点下降的，等到Vgs电压12V时，Rdson才会真正的是一条直线。

MOSFET讲解（8）

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接下来我们讨论一下Igs电流。

由于下拉电阻R2比栅极驱动电阻R3大很多，所以，接下来分析时忽略掉下拉电阻，这个时候就要看电容了。刚开始充电的是时候，电容的电压为0。所以，最开始的充电电流就是12V/100R=120mA，这就是Igs最开始的充电电流。

那么，如果GS电容的电充满了，对于R2下拉电阻这条电路而言的电流就是12V/18K=0.67mA，是一个特别小的电流。通过分析，我们知道，Igs电流是和Vgs电压是反过来的。

上面这张图包含了MOSFET相关的一些波形关系，当然也是理想的波形图。另外，还有朋友在实测时，发现Vds电压波形与Id的电流波形是不同相位的，电流滞后于电压，这是由于电流探头精度不高引起的。电流探头上有一个频率，如果是Hz级别的，肯定是不行的，测不准的。电流能响应的开关频率要高才行，这样的探头要1万元左右，而且是有源电流探头，而价格低的电流探头延时性就很大。

虽然当米勒平台区过了之后，Vgs的电压会继续升高，但是随着Vgs的不断升高，Rdson还是会有变化，只有达到一定的电压了，Rdson才会达到数据手册上所宣称的阻值。实际上，根据大量的经验，一般我们认为当Vgs两端的电压达到10V以上时，Rdson才会达到最小值，如果再给一个余量的话，建议Vgs驱动电压差不多12V或15V，这也是因为这两个电压经常在电路中用到。

我们通过分析知道，MOSFET的米勒平台区域是最危险的区域。那么在整个MOSFET一个周期内，它的损耗有哪些呢？

t0-t1时刻，无损耗；

t1-t2时刻，有损耗，用平均电流Id/2*Vds；

t2-t3时刻，有损耗，用平均电压*Id；

t3-饱和导通时刻，有损耗；

饱和导通之后，导通损耗，Rdson*Id^2。

那么关断波形和开通是接近的，这里就不作分析了。

由于MOSFET在开通期间，既有电压又有电流，则存在开通损耗；那么在关断期间，也会有损耗，叫做关断损耗。

总结一下，MOSFET的四大损耗：开通损耗、关断损耗、导通损耗、续流损耗

由于Vbus电压和负载电流不能改变，所以开关损耗由米勒平台的时间决定的。要想降低开关损耗，就要缩短米勒平台的时间，减小栅极电阻的阻值，增大栅极驱动电流；提高栅极驱动电压；还有就是选择米勒电容的大小，也就是快管或慢管。

MOSFET讲解（9）

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　　我们上次讲了，怎么降低开关损耗：

1、增大Igs电流：减小栅极电阻；栅极驱动的电流能力要大，充放电2个方向。

2、提高Vgs驱动电压：±20V，±15V，±12V。

　　上面讲的方法，都可以把米勒平台的时间变短，最大的好处就是降低开关损耗。那么这种开关损耗的降低，会不会带来其它问题呢？

在米勒平台时间内，GS电流回路受GS电容、Cgd电容、Id、Vd、驱动电流Igs以及Layout回路大小、板级走线、MOSFET内部电感的影响。那么这些影响会让Vgs波形容易发生震荡。

其实，GS电流不仅仅受到Cgs电容影响，它还有另一条回路，也就是受到米勒电容Cgd的大小影响。

那么，之前我们也说了，米勒电容Cgd的大小其实也受漏极电压Vd的影响，Vd电压越高，Cgd越大；Vd电压越低，Cgd越小；也就是说GS电流也间接受到Vd电压的影响，Vd电压高，受米勒电容影响更大。

然而，对于高压管子来说，Vd越大，它的Id电流一般就小。也就是说，高压管子，米勒电容大，DS电流小，那么，高压的管子开通就会容易震荡。

同样的，对于低压管子来说，Vd电压低，米勒电容小，那么低压的管子，一般Id电流大，那么，低压的管子在关断的时候就会容易出现震荡。下面来进一步说明一下。

如上图所示。对于高压的管子来说，如果带PFC模块的话，一般Vbus电压都会达到390V、400V的样子。这么高的电压，MOS管在开通时，Vd就要从400V迅速降低到0V，所以漏极的dv/dt是很大的。如果米勒平台时间越短，那么dv/dt就会越大。同样的，对于低压的管子来说，如果米勒平台越短，那么di/dt就会越大。

总结一下，如果将米勒平台变短的话：

对于高压小电流管子的开通，dv/dt 大；

对于低压大电流管子的关断，di/dt 大。

　那么DS的迅速变化（dv/dt，di/dt），会通过米勒电容Cgd反馈到栅极，也会通过Cgs电容传递到栅极，影响到栅极的驱动波形，就会在栅极的平台区域出现干扰。也就是说，高压管子在开通过程中，DS内阻由无穷大变为很小；低压管子在关断过程中，DS内阻由很小变为无穷大。

结论：

低压大电流的系统，管子的关断比较难做；

高压小电流的系统，管子的开通比较难做。

高压管子开通时，为什么震荡呢？除了dv/dt引起的以外，还会由于LC引起的震荡，L是走线电感以及MOSFET的内部寄生电感；C就是Cgs和Cgd。这个震荡是没有办法根除的，只有减小这个震荡。这与栅极驱动电路走线和地的处理都有关系的；还与整个驱动回路的大小有关系，回路要尽量短；还与Id电流有关系。

如果在米勒平台区出现震荡，那么管子就会发热严重，容易损坏，不能抗冲击。所以，在GS电压确定的时候，栅极驱动电阻和米勒平台时间的关系，很重要了。

栅极电阻的取值：

高压管子： 栅极电阻 取百Ω级，100R~330R。

分析：高压管子内部是有很多个小管子串的，所以GS电容偏小，那么，栅极驱动电阻不能太小，否则平台时间短，dv/dt容易引起震荡，结果发热更大。那么，需要有一个大一点的电阻，但也不能是KΩ级的，否则平台时间按长，发热也大。从另一方面说，米勒平台是一个危险区域，希望快速通过，所以Igs驱动电流就要大。这个驱动电流Igs要和栅极电阻以及米勒电容匹配好，一般都是100R~330R。