输入差模电感讲解

开关电源的EMC部分经常会看到有加差模电感，这个电感的作用就是用来抑制开关电源的噪声进入电网用的，特别对于要求高PF的电源里面，如果前面加太多的X电容，可能会引起PF值下降，所以很多时候是加差模电感。

高PF开关电源大部分是有功率因数校正电路的，比如APFC电路，是通过控制开关管的开通与关断来实现输入电流与电压跟随，为了实现电流跟随电压一般APFC前面是不能有太大的电容，没有太大的电容，那么开关管开通与关断引起的高频电流纹波不能很好的被滤除，没有被滤除的高频纹波电流随输入线进入到了电网，引起输入传导电磁干扰超标，为了解决EMI的问题，通常会加差模电感，比如下面图上的差模电感。那么这样的一个电感要怎么去计算，很多的人是测试EMI的时候实际去尝试，比如EMI不过的时候就加大电感量。但是我们可以通过计算大的知道需要多大的感量。

这个差模电感既然主要的作用是抑制PFC上面的高频纹波，一般PFC的开关频率都是在150kHz以下，因为EMI测试频率范围是从150kHz开始的。所以我们的要抑制150kHz以上的频率，然后前面的C1与差模电感的截止频率f很多时候是选择0.1-0.3倍的开关频率，C1是指输入部分的X电容。比如一个开关频率是60kHz，那么截止频率差不多是10k左右，根据

 只有知道C就能计算出来电感的感量.

假设一个开关频率fs=60kHz的电源，前面的X电容选择220nF，计算下差模电感。

首先截止频率fc的选取，fc=0.2×fs=0.2×60kHz=12kHz

电感的选择  计算出来的L=800uH

差模电感很多都是用环形铁粉末磁芯材料去绕制，铁粉末磁芯的价格比较低。

在中小功率里面经常看到有差模电感，但是很多的大功率电源里面没有差模电感，这是为什么了，这是功率越大的情况下，输入部分的X电容越大，X电容越大所需要的差模电感的感量越小，比如当X电容大到4.7uH的时候，截止频率到20kHZ的时候，计算出来的差模电感就只有13.4uH，这个感量是非常的小了，我们知道大功率电源里面的EMI部分肯定是有几个共模电感的与X电容形成多级滤波。

如下图所示的EMC输入部分

这里面有3个共模电感与x电容，理想的共模电感在输入的L相与N相的差模回路里面是没有电感量，共模电感是两个绕组在同一个磁芯里面，下面的图就是一个共模电感的实际绕线图，因为两个绕组是同进同出的，电流在L与N回路里面是电流的流向是在另个绕组里面是想反的，两个绕组产生的磁力线相互抵消，导致电感量为0，所以理想的共模电感在差模回路里面是没有电感量的，但是实际绕制的共模电感，因为两个绕组的绕线方式不一定能做到完全一直，也就是耦合做不到100%，这样就有漏感存在，这个漏感就变成了差模电感。

所以功率比较大的电源里面很多都是利用共模电感里面的漏感来抑制开关电源里面的噪声。

现在有很多的共模电感是那种差共模一体的，这样有时候可以减少差模电感，当然这还是要去实际测试下，共模电感的漏感是多大，然后计算下截止频率是多，这样就可以很好的知道要不要放差模电感。

变压器参数

很多刚接触的开关电源的工程师，在计算变压的时候，有些参数可能不是很理解，其实很多的公式与参数是在我们初中与高中的时候已解学过，只是长时间的不去应用很多都是忘记了的，下面我们来讲解这些参数。

首先对于电感的能量公式，I 是电感上面的流过的电流,电流要是变化的电流。

法拉第的实验表明，不论用什么方法，只要穿过闭合电路的磁通量发生变化，闭合电路中就有电流产生。这种现象称为电磁感应现象，所产生的电流称为感应电流。

根据法拉第定律，我们知道电感式只要有变化的电流，那么我们的磁芯中就会有变化的感应磁通，

有变化的感应磁通，就可以通过磁芯把能量传输的其他绕组上面，这就是变压器的原理。

而电路中感应电动势的大小，跟穿过这一电路的磁通变化率成正比，若感应电动势用e表示，则，这就是法拉第电磁感应定律。

若闭合电路为一个n匝的线圈，则又可表示为，n为线圈匝数，为变化的磁通量，单位Wb。

看上面的图，变压器是多个绕组在同一个磁芯上面的，

当原边的线圈有变化的电流让磁芯产生变化的磁通时，副边的绕组同样会感应到变化的磁通，那么根据法拉第定律可以知道原边的感应电动势副边的绕组感应电动势,同一个磁芯里面的 相等，所以原副边电压之比是

Ae是磁芯的

Bmax的取值，因为不同的磁芯材料里面的饱和磁感应强度是不一样的，饱和磁感应强度为Bs

我们一般用的铁氧体比较的多，所以经常取Bmax=260mT-280mT，取值这一个值的原因一般应用的磁芯材料是PC40的，磁芯的饱和Bs=390mT，而电源的功率输出可能会有过功率，一般是1.2-1.3，所以我们会去留有余量1.4-1.5倍。

单级反激PFC变压器的计算

单级反激PFC变压器的设计，单级反激PFC是结合了PFC与反激的两者的功能，

能够实现PFC的功能，也有反激的隔离功能，那么单级反激的变器计算与普通的变压器计算是不一样，普通反激的变压器是DC-DC拓扑，而单级反级的输入是一馒头波，那这样的馒头波电压在最低点的时候电压是为0V的，所以用普通的变压器计算是不行了的，

下面我们来根据PFC的计算方法来看下，

首先输入电压是一个正弦的交流，单级既然有PFC的功能，输入电流也是要跟随输入电压的，

那么变压器里面的平均电流应该也是一个馒头波。

根据在最大输出功率最小输入电压时输入电流最大。

那么输入最大有效值电流Iin就能计算出来，首先是确定好最小输入电压Vin_rms ,然后就是最大输入电压下的PF值。

那么Dmax是在最小峰值电压的占空比，要求占空比可以根据反激里面的反射电压Vor来计算就可以了，

首先的确定好开关管的最大电压VDSS，比如是650V，那么根据管子的应力，

Vin_max+Vor+尖峰电压≤90%VDSS

如输入电压最大值是264V，那么峰值电压差不多就是373V，尖峰电压一般是100V，Vor差不多就是120V，一般Vor不会超过输入最小电压的峰值。

根据反激里面的伏秒平衡可以计算出D

下面要计算圈数

计算圈数前先要确定好磁芯，

我们选择了PQ3225的磁芯。Ae值161

电感峰值电流

TL431的应用电路图

TL431在电源里面应用非常的广泛，最常见的应用就是在输出反馈电路上面。

下面我来介绍下在几种常用的电路，在应用TL431之前，先要清楚的知道下面几个点。

1、TL431的KA之间最大只能承受36V的电压。

2、KA之间需要流过1mA的电流才能正常工作。

3、低动态输出阻抗：0.22Ω（典型值）。

4、TL431的工作温度一般都是85℃，在应用的时候需要注意环境温度。

下面来介绍下TL431用来提供一个参考电压的电路图2，这个VKA电压就是等于TL431内部的基准电压Vref=2.5V，这里应用的时候需要注意下，R这里有很多的人都接一个1uF的电容对地，这里不需要接电容，如果接电容的话也是接一个1nF或是10uF的，如果是1uF的有可能引起振荡。

如果我需要一个大于2.5V的电压并且精度要求比较高那么我们就可以应用图3的电路，VKA=Vref（1+R2/R1）这里需要注意的是R1的取值一般是根据R1上面流过的电流来选取，

因为TL431的R极是有一个偏置电流的，这个偏置电流都是非常的小一般是几微安的电流

很多时候我们计算的时候都是没有考虑这个偏置电流的，这是因为R1上面流过的电流是远远大于偏置电流，所以没有去考虑。为此在选取R1的时候一般都是让R1上流400uA-2mA之间的电流，如果选择1mA的话，那电阻R1=2.5V/1mA=2.5K的电阻，实际应用中可能选择了2.3K的电阻或是2.7K电阻。

TL431应用到恒流电路里面应用：

在一些简单的电路里面要求电流恒定的时候，就可以应用下面的电路，下面只是一个给电池充电的简单电路，充电电流IC=Vref÷Rcs，在个电路里面的应用一般都是对于小电流的电池充电，因为Rcs上面的电压要达到2.5V,是一个恒定的电压，只有限流电阻上面的电要恒定，电阻不变才能实现恒流充电，电流大时Rcs电阻小，电阻上面的损耗功率比较大。

电阻上面的损耗，如果是大电流的就要应用其他的电路了。

图4线性电源里面稳压管来稳住三极管的基极电压，因为三极管工作在放大区域，所以输出电压Vo小于0.7V稳压管电压，这样基本上是可以实现我们所需要的电压，但是稳压管的值是一系列标准值，有时候我们需要一个精度比较高的电压的时候，稳压管的应用就不行了，而且稳压管的精度在高低温里面误差比较的，所以高精度线性电源就不适合用稳压管。

图5是TL431应用到线性电源里面，可以得到一个精度比较高的输出电压Vo。

首先TL431的温度特性比较好，

然后TL431的R脚的可以共通过电阻R1与R2检测输出电压，实现了一个负反馈电路。

并且可以调节R1的的阻值可以得到我们所需要的电压。

反激变压器磁芯的选择

反激电源的变压器设计时候当原边感量计算好以后，这个时候就需要选择磁芯，然后计算圈数了，磁芯的选择对于大部的工程师都靠经验去选取的，当然可以在网上找到很多的关于多少功率与开关频率所对应的磁芯，但是有很多的工程师可能会看到一些书上面用的Ap法去计算变压。

很多刚学做电源的工程，对于Ap法是非常感兴趣的，下面我们就基于Ap法是怎么来的进行推导下。

首先Ap法就是根据磁芯的横截面积Ae与绕线的窗口面积Aw来计算的，AP=AeXAw，对于磁芯的横截面积Ae与绕线窗口面积Aw是可以在磁芯规格书里面查到的。有很多的磁芯规格书也是直接给出Ap值的，

首先反激变压器是根据临界模式来计算的，我们以最大功率最小输入电压时变压器工作在临界模式来计算的。

变压器原边峰值电流Ipk

原边圈数Np     副边圈数Ns

Ip_rms为原边绕组的有效值电流

Is_rms为副边绕组的有效值电流

J绕组电流密度6A/mm^2      Vor反射电压

Kw为磁芯绕线窗口的利用率0.4

原边绕组占用的窗口面积

副边绕组占用的窗口面积

整个变压器Aw=Awp+Aws

那么这里需要计算出来原边的Np、Ns、Ip_rms、Is_rms

计算出来了Np、Ns、Ip_rms、Is_rms后，我们就可以计算原边绕组与副边绕组所占用的窗口面积Aw

把上面的Np、Ns、Ip_rms、Is_rm代入到下面的公式。

代入后得到了公式

又因为

化解后得到下面公式

因为变压器在绕组的过程中，会有挡墙，绝缘胶带，线与线之间的空隙等，我们磁芯的窗口利用率是不能到100%，根据的部分工程师的经验，一般磁芯的窗口利用率为0.4左右，我们这里选择Kw=0.4

那么实际的Aw1=Aw÷0.4

知道了Aw后，就是需要计算Ap了，Ap=Aw×Ae

上面就计算出来了Ap的值了，Kw，Bmax，J都是固定值，所以不同的功率Pin与开关频率fs，去值不同的Dmax等有关系，占空比如果在最低输入电压的时候可以选择0.5左右，

代入到Ap里面可以计算出来实际的Ap法

从上面的公式里面可以得出，功率越的磁芯选择越大，频率越大，磁芯的选择越小。

根据上面的公式计算出来了Ap后再去选择所对应的磁芯。

确定好磁芯后，根据磁芯的横截面积Ae值，可以计算出来变压器的圈数