压敏电阻应用1

从上图看471KD10与471KD20的数据来比较，我们可以看出允许的最大交流与直流电压都相同，但是最大的钳位电压上面我们可以看出KD10的与KD20通过的电流时25A与100A，这说明我们在同一个电路上，打同一等级的雷击浪涌时，KD10的钳位电压要比KD20的高。  

从这些数据来看的话，我们在做雷击实验的时候要是不过的话，可以选择大一号的压敏电阻，这样我们的产品要安全的多。有时可以并联一个同一型号的压敏电阻也可以降低钳位电压，从而达到很好的保护我们的产品。

压敏电阻应用2

压敏电阻在电源里面非常的常见。

它的应用一般都是在开关电源的输入部分，用来防雷击浪涌。

1、一般的应用是输入端L相与N相跨接一压敏电阻。

2、共模电感上也可能会放陶瓷放电管。

3、L相与N相对大地上用压敏串陶瓷放电管。

这些电路的作用都是用来防雷用，电路都是非常的常见。

但是压敏电阻的选取的过程中，很多的工程师都是说是经验，对于压敏电阻上的一些参数了解的非常少。

下图是我们的雷击浪涌的电流组合波形

下面图1与图2都是我们常用的防雷电路

1、压敏电阻的选取是要根据我们的输入电压来选取，我们是需要查看压敏电阻的规格书，一般我的输入电压AC85V-264V，我们在选取压敏电阻的时候就需要查看规格书上面的最大允许电压要比我们的输入电压要高。

列如我们常用的471 它的最大允许电压AC300V  DC385V

同时通流量也是需要注意的，一般规格书上给出来的通流是1次的通流量，我们在选取的时候一定需要留有很大的余量，通流量是我们选择直径的依据，如果一个417KD10 的压敏电阻在计算的时候刚好接近规格书上的通流量2500A，我们可以选取两个来并，如果空间不够的时候我们可以选择加强型的。

看下图我们能看出来我们普通型的通流量是2500A，增强型的是3500A

图2上面我们看到压敏电阻上串联陶瓷放电管，陶瓷放电管上并联了电阻，

陶瓷放电管的作用是触发导通后，陶瓷放电管上的残余电压非常低，这样的最后的钳位电压基本上是由压敏电阻来决定，陶瓷放电与压敏电阻串联时，我们可以选取391的压敏电阻+600V的陶瓷放电管，这样钳位电压要比单各压敏电阻471要低很多。391的钳位电话有时650V 471的钳位电压时775V。

并电阻在陶瓷放电管上的作用：有些工程师在选取的陶瓷放电管时，导通电压可能小于输入电压，因为压敏电阻上的寄宿电容要比陶瓷放电管上的电容大的多，一般压敏电阻上的寄生电容有1KHz时有几百pF 而陶瓷放电管在1MHz时只有几pF。因此寄生电容上的分压，导致陶瓷放电管上的压降基本上等于输入电压。这时并电阻就可以降低放电管上的压降。

共模电感上并联陶瓷放电管与L相与N相对大地跨接压敏电阻串陶瓷放电管一样的作用，有时可能只会出现一组电路。作用都时用来防共模雷击。

Y电容的应用与选取

如上图所示，安规Y电容在我们的隔离电源的应用。

隔离电源在初次级上加Y电容是为了给次级的共模电流提供一个回路到初级，减少共模电流对输出的影响。有时候Y电容串接在大电解电容的正和或者是地之间，这都是可以的。有时候原副边串两个Y电容是为了提供更高的耐压。

Y电容通常有一下4种接法。

a：输出端盖与共模电感形成滤波器，L和N分别对PE加Y电容。CY1、CY2。

b: 储能大电容正负端对大地PE加Y电容.CY3

c: 输出端对大地PE加Y电容 如CY5.

d:变压器原副边跨接，如CY4

上面的几种接法种，对与Y电容的选择是选Y1还是选Y2，电压是多少对于我们很多人都不是很清楚。

首先我们看下图Y电容的一些参数。

上图不同等级的Y电容的的额定电压与脉冲峰值电压是不同的，那我们什么时候用Y1，什么时候用Y2了。

这与我们测试的耐压值又关。

一般原副边的耐压要求是AC3750V，那峰值电压 就是3750*1.414=5303V  

从上面的数据来看只有加强绝缘的Y1安规电容符合要求，那我们只能选择Y1的安规电容跨接在原副边。

而输入对大地PE一般都是AC1875V 峰值电压是2652V

通过上面的表格我们可以选择Y2的安规电容，同理，我们的输出也可以选择Y2的安规。

以上总结：在隔离开关电源中，原副边需要用Y1型的安规电容

其他都只需要用Y2型的安规电容。

关于Y电容的容值选取。

首先我们的知道Y电容的容量是按什么来算的。

Y电容的选取一般是按泄漏电流来计算。

“泄漏电流的限值应用是依据国际电工委员会 (IEC)TC64技术委员会“电流对人体影响”的科研成果—— 摆脱电流阈值和感知电流阈值 。 摆脱电流阈值即是人能自主摆脱带电物体的电流，取概率为0.5％女性的最大自然摆脱的电流5mA；感知电流阈值即是对人体的肌 肉无反应,能防止二次事故的人体的反应(感知)电流为0.5 mA ～ l mA”

一般如无特殊规定，在额定负载、额定工作条件下 ，运行到实际稳定状态时的泄漏电流和在潮湿试验后的泄漏电流

值不能超过

 I类工具：    0.75mA：

 II类 工具 ： 0.25mA：

 III类 工具 ：0.50mA

泄漏电流的测试时L与N并联，对PE加额度的输入电压。

下图是泄漏电流的回路图

我们知道容抗公式Xc=1/2ΠfC

如果我们的输入最高电压时Vin=AC264V 频率60Hz

规定的泄漏电流时I=0.75mA  那么我们的电容c=I/（2*Π*f*vin*1.414）=5.33nF

因为我们的Y电容是有误差范围，

Y电容的误差范围是 ±5%(J), ±10%(K), ±20%(M)

一般我们选取的是 ±10%(K)，刚才我们算出来输入的CY1，CY2，CY3的总和是5.33nF

假设我们选的容值刚好都是正误差，C*1.1=5.33nF 那么C=4.84nF  这个值是最大值，

这个值我们可以认为输入对大地的Y电容不要大于4.7nF（这个值只是个人建议，因为4.7nF在电容中是一个标准值）就可以了。

输入对PE的泄流电流测试回路里面，Y电容的串并联关系是，CY1//CY2//CY3//CY4串CY5

开关电源的钳位电路讲解

反激中RCD钳位电路的电压分析。

一：如上图红框里面的电路是反激电源的钳位电路，用的RCD钳位，这一个电路在开关电源中非常常见，可以说现在市面上的反激大部分是用的这一电路。

设计这个电路的目的是吸收反激变压器漏感的能量，限制MOS功率管的最大反向峰值电压。但是设计的时候我们怎么选取是一个很大的问题，RC吸收损耗太重会影响整机的效率，如果RC损耗太轻的就会影响MOS管的电压尖峰，导致尖峰太高MOS管电压应力超。所以设计这个电路我们的综合考虑

二：设计RCD吸收电路之前，我们要清楚为什么需要设计这一电路，目的是什么

对于反激变压器我都知道是有漏感存在的，

首先需要知道漏感是一个什么。

我们知道变压器主要是由初级线圈，次级线圈与磁芯组合而成，它是利用电磁感应的原理来改变交流电压的一种元器件，理想的变压器是没有损耗的并且没有漏磁通，但是实际中的电感是有损耗与漏磁通，初级线圈所产生的磁通不能都通过次级线圈，产生漏磁的电感就是漏感，也就是说在漏感中的能量是不能传递到副本的，这一部分能量只能在原边，不能传递到副边的这些能量我们的需要处理，可以通过一些电路来吸收掉，或是返回到输入母线上去，这就有人会设计所谓的无损吸收，但是在实际应用中比较复杂并且EMI不好，

所以大多数都是用RCD损耗掉了，那我们设计RCD的目的就是把漏感能力吸收掉，但是不能把主回路的能量损耗掉，否则会影响整机的效率。要做到这点必须对 RC 参数进行优化设计

三：我们来分析下RCD吸收的整个过程，

当MOS管开通的时候电感电流上升到Ip时MOS管关断，漏感上的能力不能传到副边，这时候只能通过D6给C3充电，把所以的能力都充到C3上，当C3比较小的时候，那么C3上的电压Vc就上升的比较高，这时候为了MOS管的应力，我们可能会加大C3的容量，具体可以通过测试实际的波形来判断，

但是，我们不希望电容太大，如太大会导致关断的时候C3上的电压Vc小于反射电压Vr，导致副边反射过来的电压Vr一直在给RCD充电，导致整机效率低。

电容的选择我们需要刚好适合我们MOS管的Vds电压。

我们的电阻的选择也不能太小了或太大，如果太小了会导致Q1没有开通前，C3上的电压已经掉到了反射电压Vr了，这时候反射电压Vr又会对RCD充电损耗输出的能量。

电阻值太大会导致我们在开机与短路的时候会出现MOS管电压应力超

我们如图上的C3上的电压波形3一样，就是关断的时候电压上升到Vr以上，当MOS管的开通的时候C3电容上的电压没有下降到Vr，并且当下次开通的时候C3上的电压还没有掉到0V.这是我们的最佳选。

四：钳位电路上的电阻与电容的选择。

VDS是MOS管的额定电压，我了留有余量我们一般都是取MOS管的额度电压的0.9倍。

Vc是RCD上C的电压

Vin-max是输入的最大电压

Vc=0.9VDS-Vin-max  

f为开关频率

Ip我原边的峰值电流

漏感上的能量都被电容吸收，然后都损耗到电阻R1上。

电阻上损失的功率Pr=Vc^2/R1,实际的电阻需要取2倍的Pr

漏感中转过来的能量WR=Wlr1+Wlr*Vr/（Vc-Vr）

转换成功率就是Pr=1/2*f*Lr*Ip^2{1+Vr/（Vc-Vr）}

Vc^2/R1=1/2*f*Lr*Ip^2{1+Vr/（Vc-Vr）}

R1=2(Vc-Vr)*Vc/(Ip^2*f*Lr)

钳位电容C3的取值

△V一般取Vc的5%-10% ,

C3≥Vc/（△V*R1*f）

在电阻与电容选定后，实际的电路中还需要测试看是不是我们需要的最值。

VCC启动电路

电源管理芯片都会有一个VCC来提供芯片所需的电压，但是在启动的时候我们最常见的电路是高压上面下拉启动电阻到VCC。如图一

这一启动电路非常的简单与便宜，就两个启动电阻直接给VCC电容充电就可以了，这个电路流行了很多年，保证启动电流的情况下只需要注意启动电阻的耐压与功率就可以了

优点：电路设计简单、价格便宜，

缺点：损坏大，输入宽范围的时，为保证低压能正常启动，启动电阻阻值需要选小，高压时损耗非常大，设计的不好很容易在输入高压时损坏。所以很多时候为了解决这一问题都会选较大功率的启动电阻。

                                                              图一

随市场的需求，开关电源的效率要求越来越高，为了提高效率就推出了有源启动电路。如图二

                       图二

上图是一个有源启动电路，它是在原来的启动电阻上面加了一个控制电路，就是曾加了一个MOS管，这样做的原因是在正常工作后，让VCC绕着给一个电压把mos管关断，让启动电阻不在有电流流过，减小了正常工作后的损耗，但是VCC的时序的配好，因为在不同的状态下启动，会出现启动不起来的现象，利用这一电路是非常需要注意的，启动的电阻还是需要原来不加MOS管的时候的功率与阻值，有很多得工程师在用这一启动电路的时候会减小启动电阻的功率。认为启动后电阻就不在流过电流了，有见过用几颗贴片电阻替代的。这些都是没有考虑电源工作在异常状态，列如输出短路的时候，电源一直在启动，启动电阻基本上一直在工作着，这样功率不够的话，很快就会坏了。还有这一电路在生产的过程如果有出现了虚焊，在生产的过程中可能就会损坏。

优点：提高了整机的效率，

缺点：电路复杂调试难道增加，并且成本明显升高，故障率提高。

为了解决上面两个电路的缺陷，随电源管理芯片的技术更新，芯片公司就把有源启动电路做到了芯片里面，增加了高压启动脚

也就是如图三所示：

这一高压启动脚的出现，是因为芯片所需供电电流比较低的原因，很多得HV脚是有恒流充电的，启动电阻可以用贴片电阻，注意启动的最大电流来设计启动电阻就可以了，这样的好处是原来的有源电路不需要再在外面搭建外围电路，把芯片的外围电路简化了很多，在要求体积小效率高的场合非常流行。

                        图三

市场上现在要求有超低待机功耗，为了解决待机低功耗的问题，芯片厂家想到了把X

电容的泄放电阻进行取消，泄放电路由VCC启动电路来提供，也就出现了下面的电路

                                                                   图四