MOSFET讲解（17）

MOSFET讲解

接下来接着看12N50数据手册。

上面这个参数是MOSFET的热阻，R_BJC 表示MOS管结温到表面的热阻，这里我们知道R_BJC=0.75。热阻的计算公式：，其中，Tj表示MOSFET的结温，最大能承受150℃

Tc表示MOSFET的表面温度。

通过上面公式可以计算一下，表面温度在25℃的情况下，管子能承受的功率：，P=166W。

数据手册上给到的数据来看，当Tc=25℃时，MOSFET的功率可以达到165W，是符合刚才的计算的，这里的误差是正常的，厂家在数据手册上写的数据也是通过这个计算出来的。

我们要知道，热阻越大，结温和表面顶部温度的温差就越大，也就是说，热阻越大里面的温度散热没有那么快。这里指的是没有加散热片的热阻，如果实际板子上加了散热片，热阻也会变小。

一般数据手册给到的电气参数都是在环境温度25℃条件下测试的。

BV_DSS：漏源之间的雪崩电压。测试条件：Vgs=0V，I_D=250uA。给DS端不断加电压，此时I_D漏电流会增大，当ID达到250uA时，此时的DS电压即为雪崩击穿电压。这里的雪崩击穿电压最小值是500V.

V_GS(th)：阈值电压。测试条件：V_DS=V_GS，I_D=250uA。不断提高V_GS电压同时也提高V_DS电压，此时看I_D电流的变化，如果I_D达到250uA时，此时的V_GS电压就是MOSFET的阈值开启电压了。最小值是3V，最大值是5V。离散性太大，可以不用太关心这个数据。

I_DSS：漏极漏电流。测试条件：V_DS =500V，V_GS=0V。泄露电流随温度增加而增大，漏电流也会造成功耗，P=I_DSS*V_DS，一般忽略不记。

I_GSS：栅极漏电流。测试条件：V_GS=±30V，V_DS=0V。

R_DS(ON)：导通电阻。测试条件：V_GS=10V，I_D=5.75A。通常I_D都是最大电流的一半，测到的DS之间的导通电阻。

g_fs：正向跨导。测试条件：V_DS=30V，I_D=5.75A。数字越大，频率响应越高。

Qg：总栅极充电电荷量。这个大小直接决定了开关速度。如果让管子开通，栅极电压肯定上升，电压的上升需要Qg这么大的电荷量。电荷量越大，表示开通的时间就越长。这个数据越大，表示MOSFET内部并联的就多。那么，对于高压的管子来说，Qg肯定就小；低压的管子，Qg肯定就大。同时，Qg越大，Rdson肯定就越小；Qg越小，Rdson越大。

Ciss：输入电容，Cgs+Cgd。影响MOSFET的开关时间，数据越大，开关越慢，开关损耗就越大，但是EMI特性就越好，反之亦然。

Crss：反向传输电容（也叫米勒电容），Cgd。影响的是，当漏极有异常高的电压时，通过Cgd传输到MOSFET的栅极能量的大小。比如在做雷击测试时，会有一定的影响。对关断稍微有影响。

Coss：输出电容，Cgd+Cds。对关断稍微有影响。

t_d(on)：开通延时时间。是漏极到源极开通延时的时间。

tr：上升时间。是漏源电流的上升时间。

实际上，上面这些参数都是与时间相互关联的参数，那么开关速度越快，对应的有点是开关损耗小，效率高，温升低。对应的缺点是EMI特性不好，MOSFET的关断尖峰过高，这是由于MOSFET关断瞬间的体二极管有反向恢复时间。

Is：漏源最大电流。在选型时，需要注意实际工作温度对它的影响。

V_SD：源极到漏极的正向导通压降。这个电压越高，表示体二极管的续流损耗就越大。

trr：体二极管反向恢复时间。

Qrr：体二极管反向恢复充电电量。与充电时间成正比的，越小越好。

MOSFET讲解（16）

MOSFET讲解

接下来讨论低阈值管子的优势。那么，MOSFET的导通阈值低，它的好处就说对信号的幅值要求就小了。假设MOSFET的导通阈值是1V 或者2V，那么一个3.3V的单片机就可以搞定了。

那么，我们也知道，高阈值的管子开通的上升沿是很长的，从关断到完全开通需要t0-t4这个时间。那么低阈值MOSFET的好处就说，这个上升沿的时间变的更短。打个比方，假设高低阈值的两个管子，它的上升沿斜率都是一样的，那么，低阈值的管子，上升到开通阈值，花的时间就更短了，如下图所示，比如低阈值管子需要T1的时间，高阈值管子需要T2这么长时间。

所以，从开通时间这个角度来说，低阈值的管子，开关频率可以做到更高；高阈值的管子，开关频率可以做的更低。那么有的芯片把MOSFET做在内部，阈值做的很低，开关频率可以做得更高，也就是这个道理。

接下来讨论MOSFET的耐压问题。比如说一个100V耐压的管子，假设100V电压上有一个毛刺，毛刺的峰值可以达到120V，把这个电压加在MOSFET的漏极，MOSFET的漏极电压是不是就是120V呢？我们说，是不会到120V的，漏极电压依旧是100V。

MOSFET的漏极可以钳位超过它的耐压的电压。那么，如果用一个120V的直流持续加在MOSFET两端，这个MOSFET一定会热坏掉，会把MOSFET击穿。那么，一个120V的脉冲毛刺加在MOSFET两端，电压依旧是100V，但是管子会发热严重，也有可能会坏掉。所以，要合理的管子的耐压。对于低压管子，放30V的余量就够了；对于高压管子，放50V的余量就够了。这也要看MOSFET的标称耐压值是多少，综合考虑。

MOSFET 数据手册

12N50 这是一个高压MOSFET，12表示电流12A，50表示耐压500V。

这里大概说一下，有的人对着数据手册每个参数细节都要深扣，拼命的扣，这是一个好事，但问题是对于初学者来说，有没有必要在现阶段这么来做。就好比盖一栋大楼，有几种方式，打地基，搭框架，再搭隔层，再精装修，这种更科学更合理，我们学习也应该是这样子。现在最重要的是打基础，搭框架。还一种方式，就是基础一点一点的搭，搭了一点再搞精装修，然后接下去再往后不断地完善，这种方式肯定是耗时耗力，最终可能考虑不全，搭不好，人的精力是有限的，要在以后慢慢完善细节，这样才能学的透。那么，接下来简单的看一下数据手册。

我们看datasheet，它的电流并不是12A，实际上只能达到11.5A。Rdson=0.65Ω，那么，有的管子Rdson能到达50~60mΩ。实际上对于高压的管子来说，之所以能抗这么高的耐压，内部是很多个小MOSFET串联在一起的，所以电阻会有点大的。我们看一个管子，第一看耐压，其次看Id电流，第三看内阻Rdson，如果电流大 内阻小，那么这个管子也是偏贵的。如果低压的管子，电流大，内阻小，也是偏贵的。

那么这个管子650mΩ，性能不是特别的好，但是在有的场合也够用了，这也要根据具体的电路去合理的选型，只要够用就行。那么，我们也知道，一个MOSFET的Id电流和Rdson是有一个条件的，就说Vgs电压，达到这个Vgs阈值电压时，才能满足这个参数，所以在用这颗管子时，Vgs电压至少要高于10V才可以，那么这里可以用12V以上，对它的使用是没有多大影响的。

一般半导体器件都是和温度有关系的，所以，我们都默认在25℃环境温度下是这样子的参数性能。实际上随着环境温度的变化，这些参数都会发生变化，但是总要标一个静态值，供大家选型参考。

这个管子的V_GSS是±30V，但是也要知道，大部分的管子，它的V_GSS是±20V。在实际使用中，Vgs电压不能超过这个值，否则会损坏。

那么接下来看Id电流，它标了2个参数，一个是在25℃ ，一个是在100℃。那么在设计的时候，需要考虑这个温度因素，还要放一点余量。

I_DM=46A，表示短时间内可以抗这么大的电流。就好比一个人能短时间挑100斤的担子，如果长时间工作挑100斤，肯定是承受不了的。

Pd=165W，表示在25℃下，能达到这么大的功率。再看下面的1.33W/℃，表示环境温度每上升一度，功率减少1.33W。

dv/dt = 4.5 V/ns是体二极管的峰值反向恢复的电压。可以理解为它能承受的应力。也就是说，这个MOSFET不能关断的太快，如果关断太快，很高的dv/dt会把MOSFET给冲坏掉。

Eas = 460mJ，表示MOSFET所能承受的最高的峰值冲击能量，高于这个冲击能量，就会损坏。

那么，下面的温度-55℃~150℃，表示的是MOSFET在不通电情况下的存储温度。

MOSFET讲解（15）

MOSFET讲解

快续流的方式，电机的平均功率要小。慢续流的方式，电机的平均功率大。不管快续流还是慢续流，都满足能量守恒。外部电源给电机做功P，在电源关断后，电机能量一直做功，电机的能量也给电源充电。慢续流P = 电机做功；快续流P = 电机做功 + 给电源充电。

所以说，快续流可以回收能量，但是平均功率小。主要看在什么场合用什么样的续流方式。

PWM OFF期间：

在死区期间内，能量M4 M5体二极管走，依旧有续流损耗。死区时间是1~2us，不足以让电机的电流变为0，所以电机依旧是有电流的。在M4 M5导通后，能量从Rdson走了，就没有续流损耗了，只有导通损耗，而Rdson上面的损耗不是特别的大，这样子互补输出的好处解决了损耗问题。

总结：互补方式增加管子的开关损耗，降低了管子的续流损耗。而开关损耗平均分配给了每个管子，这样热源就分散了，每个管子的热量就会降低。

研究电流的方向：

电流是由惯性的，电感作为电流源，电流的方向是不能激变的，所以在续流期间，电感两端的电压被钳位在了310V，还是给电源进行反向充电的。只不过Vbus 310V会让电感的电流下降变快，一段时间后，让电感上的电流为0。

如果定义电感对电源充电的电流方向为正，那么电源对电感放电的电流方向为负。也就是说，电感作为电流源给电源进行充电，当电感上的电流为0时，电源又开始给电感进行充电了，电流的方向就反过来了。

也就是图中蓝色的电流方向。电流的方向从红色变为蓝色，必然经过0。

那么关于电感的续流就讲到这里了。

接下来简单讨论一下Rdson 的问题。假设Id有100A，那么要想检测这个电流，最好要在三相逆变桥下面加一个检流电阻，比如这个检流电阻是3mΩ，那么P = I^2*R = 30W，一般的检流电阻没有这么大的功率的，所以就要用电流互感器来进行电流的采样。那么，还有一种方式，MOSFET是有Rdson的，假设Rdson不变的情况下，是否可以在MOSFET两端通过对Rdson两端的电压来检测电流呢？所以，在大电流的情况下，可以借用Rdson做检流电阻，做电流的采样。

MOSFET讲解（14）

MOSFET讲解

无论上面并联MOS管也好，还是用二极管也好，实际上都会增加成本，主要因素还是因为续流。续流的时候为什么不能把下管导通呢？如果续流的时候把下管导通，不就可以从管子走了吗，也就是说从Rdson走了，而不是从体二极管走。我们续流的时候下管开通的方式，叫做互补输出的方式。

接下来研究互补输出方式。

从导通时序上来看：

这样所有的管子都有开关损耗，在大电流的场合，开关损耗占的比重就不大了，关键能把续流损耗减掉。

还是用上面这幅图来分析，先不看中间的一路桥臂M3 M6。

PWM on期间：

电源正出发 ---> M1  ---> U ---> W ---> M2 ---> 电源地

死区时间：

W出发---> M5体二极管---> 电源正---> 电源地---> M4体二极管---> U

电感作为电流源，Vbus电源作为负载，实现的是对电源充电，能量的回收。那么，看看电感两端的钳位电压：U相是-0.7V，W相是310V，电感的两端被Vbus电源所钳位，钳位电压很高，我们把这种钳位电压高的方式叫做快续流。也就说说，电流下降到0的时间更快，有可能一段时间内是没有电流的。

慢续流有可能整个周期内电流是更加连续的；

快续流有可能整个周期内电流是更加断续的。

快续流的方式，电机的平均功率要小。

MOSFET讲解（13）

MOSFET讲解

这种单桥臂载波的管子，哪个管子发热会大呢？

MOS管的四大损耗：开通损耗，关断损耗，导通损耗，续流损耗

上桥臂载波情况下：

假设I = 1A，Rdson = 3mΩ。所以，

导通损耗：P = I^2*Rdson = 3mW

续流损耗：P = U*I = 0.7V*1A = 0.7W

四大损耗各有占比，随着电流的变化而变化的。可以通过理论去计算，但是不准，实际情况需要通过波形测试进行计算。我们这里先定性，不定量。

定性：

假设电流很小时，开关损耗比重大，哪个管子载波哪个管子热；续流损耗大于导通损耗；

假设电流很大时，续流损耗大，哪个管子载波它的对应同一个桥臂的另外一个管子就热；开关损耗占比相对较小；哪个管子恒通，则相应的导通损耗最小。

一个周期内，载波的管子，在ON期间有损耗，OFF期间可以休息；恒通的管子在全周期内都有损耗；续流的管子在ON期间休息，OFF期间有损耗。

如果负载电流实在是太大，比如100A，那么管子的续流相当大，开关损耗和导通损耗也大。那就要加散热片，即使加散热片，也要看管子的制作工艺，是塑封还是金封。发热源是晶圆，传到散热片上面肯定是有热阻的，那么如果电流太大，发热很大，温度就来不及传到散热片上，那么MOS管依旧会坏掉。这个时候，我们要尽快把热源全部传出来，可以分散热源。比如采用并联MOSFET的方式，那么这种方式有两个好处，首先管子价格便宜了，热阻也没那么大了。其实由于MOSFET是压控型的，所以可以并联，只要控制GS电压接到同一个驱动极，所以电压是一致的。

怎么解决续流损耗的问题呢？即使2个并联，承担的续流损耗也是很大的。

当M1载波，M2恒通，M4续流时，它们的发热是不一样的。可能M4发热最大，M1次之，M2发热最小。能不能在同一个周期内，让它们之间的热源再重新分配呢？

思路：让热源进行分配，大家一起来承担。

分时载波，一会儿上管载波，一会儿下管载波，这样就把热源分散了。

总结：

1、并联MOS管。——增加硬件成本，软件不需要改动。

2、分时载波。   ——硬件不变，软件改动，降低硬件成本。

在大电流情况下，二极管发热是最严重的。而且它的散热只能通过MOSFET内部散热，那么能不能把体二极管拿到外面来呢？对于一个器件而言，它的功率受内部晶圆影响，也受封装影响，体积越大，散热越好。封装对应着一个温升的参数：器件每增加一瓦，对应的温升。相同的功率损耗，体积越小，则温升越大。

如何把体二极管拿到外面来呢？让MOSFET体二极管失效，在外面增加一个大封装的二极管，这样就分散了发热源。

对于上面这幅图，怎么解决M4的续流问题呢？如何让M4的体二极管不通。

如上图所示，是不是可以把MOSFET的体二极管失效了呢。但是会增加2个器件，而且体积也大。

那么左边的二极管放在上边好，还是放在下边好呢？肯定是放在上边好，如果放在下边，会影响GS电压，同时，二极管的结电容效应会引起GS之间的震荡。毕竟下面是控制极，还是希望控制极相对干净一点。一旦控制极受到干扰，就会影响漏极。

根据之前的分析，当上管载波时，下管才会有续流，所以，只要在三个下管各加2个二极管即可，这样就解决了下管发热的问题。那么有时候大家看到有个电机控制有9个管子，这是因为下面的三个MOSFET又各自并联了一个管子。

总结：

1、上桥载波，在三个下管分别各并联一个MOSFET，功率降额使用

2、上桥载波，在三个下管采用两个三极管方案失效体二极管，续流损耗拿到外面来，给MOSFET降低损耗负担。

3、通过软件的办法，实现上下桥分时载波。

在单桥臂载波的时候，更多的时候采用上桥载波。主要考虑的是上管自举电容充电的问题。