同步buck电路

下面图一是一个典型的降压电路，D1是续流二极管，当D1导通的时候，D1的正向压降是比较大的，如果输出是5V或者是3.3V的电压，那么对于D1上面占整个输出的压降是非常的明显，看二极管的规格书可以知道，如果需要把Vf值降低一倍，那么电流需要比原理的值小8-10倍，那么用二极管来整流的Vf引起的损耗是不可以避免的，为了解决Vf而引起的损耗，那么想到了用MOS管来替他二极管，因为当mos管导通的时候，压降就是电流乘导通内阻，一般MOS的内阻都非常的小，所以很多要求效率高，输出电压比较低电流比较大的电源，大部分都用同步整流来实现，那么对于图一用的二极管来续流的电路就叫异步整流，如果用MOS管来替代二极管的电路就加同步整流。

下面的图二是同步整流，续流二极管是被Qs给短路了，工作的原理是当Q1导通的时候，Qs关闭，这个时候输入电压是给电感储存能量，当Q1关断的时候，如果没有Qs，或者是Qs没有打开的时候，D1导通，如果Qs导通，那么就是短接了D1，因此Q1与Qs是不能同时导通的，如果同时导通了，会导致直通使输入源或者是输入电容Cin短路，这一定需要防止的。既然不能同时导通，那么Q1与Q2的导通需要有一个死区时间，这几是同步整流不能像二极管一样mos管关断，二极管被动导通，二极管是一个被动器件而mos管是一个主动器件，这就是同步整流需要有死区时间的原因。

下面需要注意的就是Qs的接法不能接反，因为MOS管体内是有体二极管的，如果接反了会导致直通，既然用MOS管来替代了D1，为什么还需要接D1了，这里是当Q1关断的时候，需要有一个死区时间，在这死区时间里面如果没有D1钳位，那么Qs的体内二极管会导通，但是Qs的体内二极管一般都是普通的二极管，正向压降比较大，导致损耗增加，还有在关断Qs的时候，Q1是还没有导通的，在死区时间里面体二极管会导通，而体二极管的反向恢复特性是比肖特基差的，所以保留D1肖特基二极管，当Q1关断，Qs没有导通的时候，D1会导通，D1的压降是比Qs的体二极管压降小很多，并且反向恢复特性非常的好，可以提高效率。但是D1是并在MOS管外面的，如果Layout的时候D1与Qs相差比较远的话，PCB线长可能有寄生电感，在高频下寄生电感表现出非常大的阻抗，这就会导致损耗增加，我们希望Layout的过程中D1尽量靠近Qs，最好是与Qs同一个芯片，这样最大限度的降低ESL，既然要减小MOS管与肖特基二极的距离，如果把MOS管的体二极管做出了肖特基的或者是把肖特基二极管集成到MOS管里面，这样一来减少了PCB的占地面积，减小电源的整体体积。同时解决了因ESL引起的问题，所以现在有很多的MOS管的体二极管的压降是非常低，可以直接应用于同步整流，不需要去单独并联二极管，如图三所以

同步buck电路里面Q1与Qs的驱动是不能有共通的，所以加有死区时间，形成了互补型同步Buck，对于这样的Buck电路工作在CCM模式是没有什么问题的，但是如果Buck工作在DCM的时候，同步Buck的效率可能就要比异步Buck的效率低，这是为什么了？我们看下面的波形。

我们看在连续模式的时候，当下管关断的时候，电感上还是有电流，同步Buck关断与异步Buck关断时差不多，同步Buck的导通的损耗是要小的，但是如果是工作在断续的模式，当电感电流为0的时候，异步Buck的二极管会实现了零电流关断，就没有反向恢复的问题，而同步Buck就不一样了，因为电感电流为0的时候，mos管的驱动还是有的，所以mos的电流会由D流向S，这样电感电流也是反向流，使得输出的电容通过电感与下管mos管放电，这样一来损耗增加，当下管关断的时候，MOS管有一个关断损耗，又因为有死区时间的存在，那么电感上的电流是不能突变，所以电感电流继续流向了上管的二极管，当上管打开的时候实现了零电压开通，但是buck的上管的压一般不是很大，对于效率的影响不是很大，从上面分析来说，越是轻载说明同步buck的效率越低。

前沿消隐

前沿消隐（LEB）技术在开关电源电路中是一种非常重要的的电路，对于电流型的芯片大部分都会有前沿消隐电路，这一电路在反激中非常的常见，主要作用是保证电源芯片的稳定性，避免出现误判导致整个电源系统崩溃，下面以反激电路为列来讲解为什么需要前沿消隐。

上面的反激电路图是一个电流型的控制芯片，电流型的芯片是通过电压环与电流环以前来控制MOS管的。芯片里面控制MOS关断是通过误差放电器的输出与CS脚电压经过比较器来比较而实现MOS管关断的，也就是当Rcs上面电压超过了误差放电器输出电压的时候，MOS管关断，这是芯片控制的基本逻辑。那Rcs上面的电压是反映了变压器里面电流的大小。如果是一个理想的变压器的，根据U=L*dI/dt  变压器里面的电流是线性增长的。当变压器里面的电流上升到一定值后去关断MOS管，   但是变压器是用导线绕在磁芯上面的，如果下图所示，一般我们变压器的原边的线圈比较多，而且会绕制多层，绕线与绕线之间是有匝间电容的，同时层与层之间也是有寄生电容这就导致了实际的变压器里面是有寄生电容C，而变压器的耦合是不能达到100%的耦合，所以同时也有漏感Lr。实际就是有寄生电容，同时有漏感，主电感，那就可以画出实际的变压器的电路模型来。

把实际的模型放到了电路中如下图，当MOS管关断的时候，寄生电容的两端电压是想等的，电容没有电，一旦MOS管导通，寄生电容一端接输入电压，另一端是接到地的，这时变压器的原边绕组上面的电流是为0A，电感的电流是不能突变的。而电容的电压是不能突变，但是电路是可以突变，这个时候电容是快速的充电，应为刚开机的时候电容上面的电压是为0V，那么所以的电压都是加在MOS管的内阻上面，这就是管子开通时就会有一个非常高的电流，这个电流有可能超过我们实际的电感上面的峰值电流，根据前面我们的电流采样电流知道，如果电流超过了误差放电器的输出电压，我们的电流检测脚就会给出管断MOS管的信号，而实际电感上面的电流是非常的小，这就会导致电源的整个系统出现问题，为了解决这一个问题。通过测试发现这一个尖峰时间是非常短的，一般是在200nS以内，为了把这一个尖峰消除，可以去加一个RC电路来消除这一个尖峰，就是下图中的R1与C1，那这一RC怎么去选取了，其实就是根据我们寄生电容导致的尖峰的频率的来取RC的截止频率，一般RC的截止频率的 3倍小于等于尖峰频率。RC的截止频率是1/（2πRC） 尖峰的频率一般是1/T 根据公式可以大概推出有简单的计算方式就是2RC≥200nS  如果R取1K  C的取值＞100pF 。

以前的芯片只能通过RC来消除，而随技术的发展，芯片公司在芯片里面把这一个尖峰做了处理。就是当驱动刚为高电平的时候，电流采样电路是不去检测电流，等过一段时间后才去检测电流，这样芯片里面就把刚开机的时候因为寄生电容导致的限流电阻上面的高电压给屏蔽了。这样的一个技术就是前沿消隐（LEB），这段时间就是前沿消隐时间，一般是200-300nS。有了前沿消隐的芯片可以不去加RC滤波电路。

MOS管驱动电路

Mos管驱动有多种方式，有专用驱动芯片驱动，也有用其他的器件搭建的驱动，下面就讲解下目前比较流行的几种驱动方式。

最简单的方式就是电源管理芯片直接驱动，电源芯片都是有直接驱动MOS管的能力的，只是在应用这种驱动方式的时候，

1、需要去注意下我们芯片规格里面的Sink/Source Capability，不同的芯片对应的参数是不一样的。

2、了解下MOSFET的寄生电容，比如图上的Cgd，Cgs等，我们MOS管开通的时候就是在给Cgd，Cgs在充电，如果这两个电容的容值比较大的话，那么驱动的能力就需要加大，如果驱动能量不够可能导致MOS管驱动不开而增加损耗，一般对于小功率的电源用的MOS管电流不是很大，用芯片直接驱动是可以的，有些芯片在规格书里面指出芯片最大能做多W的电源。下面的电路是芯片通过电阻直接驱动，开通与关断的速度一样，

我们很多的时候为了让开通的速度变慢点，关断的速度变快点，这是因为关断的时候，电压一般要比开通的时候高，这的话关断的损耗要比开通时的损耗大，为了解决这一个问题，我可以通过吧关断速度减小，这样就可以减小关断速度。具体做法就是如下面的图。看下面的图，可以看到MOS管在开通的时候，有R1与R4限流，然后对MOS管电容充电，当关断的时候，R4的电阻上面的电压被钳位在0.7V（这里认为二极管的VF就是0.7V），大于0.7V后，电流充二极管上面流过，然后与R1串联放电，这样等减小了驱动电阻，让MOS管快速的关断，减小了关断损耗，这一个电路中，一般R1与R4的电阻参数的匹配，一般R1要小于R4，比如R1 是22Ω，R4是47Ω的参数，当然这一参数不是固定的，是可以改变，不同的MOS管的参数是不一样的。虽然加快了关断速度，但是这样一来的就要去电源芯片的驱动能力变大，有些芯片能力不够的可以通过增加PNP三极管来实现。

下面的图就是增加三极管的驱动电路，MOS开通的时候还是让芯片来直接驱动，关断的时候通过三极管来放电，让三极管工作在放电状态，让三极管的be电流来控制ec电流来泄放MOS管的栅极电容的电荷，ec的电流是通过be电流放大的，只要三极管的ce电流足够就可以了，这样的电源IC所需的关断能力就要小很多，解决了关断速度开的问题，同时也解决了IC驱动能力不足的问题。

解决了关断的能力，对于一些功率比较的的电源，里面的MOS管可能电流比较大，驱动电容非常的大，甚至出现多颗电源并联等，这个时候电源芯片可能直接驱动MOS管的能力就不够了，同时会出现芯片与MOS管距离比较远的现象，如果直接用芯片驱动，PCB上面的线感也比较大，那可以根据上面的关断的时候增加三极管来驱动MOS，在开通的时候也可以增加三极管来驱动MOS管，这样的芯片的驱动能就大大的减小了。如下图所示，就是我们的增加了两个三极管，这就是推挽电路也叫图腾柱电路。他有两大好处。

1、使芯片的驱动能量得到放大，可以同时驱动多个MOS管，都有足够的能量，把大部分驱动的功耗都分散到了图腾柱上面，让芯片的功耗减小了，避免芯片温度高的问题。

2、图腾柱电路可以在PCB画板的时候随意移动，这样的可以靠近MOS管，让MOS管的开通与关断的驱动电路上面的线感非常小，避免一些没有必要的误动作。

上面的几种电路MOS管与芯片都是共地的，有时候会出现不共地的时候，比如半桥的上管MOS管，这种不共地的MOS要驱动的时候，就会用到了隔离变压，对于隔离变压的应用很多时候是下面的电路，就是增加了隔离变压，同时增加了一个RC滤波电路，其中R1目的是抑制PCB板上寄生的电感与C1形成LC振荡，C1的目的是隔开直流，通过交流，同时也能防止磁芯饱和

降压电路的演变

Buck电路是一个降压电路，

如果给定一个稳定的输入电压Vin，需要得到一个Vo的电压，Vin＞Vo，首先想到的是电阻分压。如下面的图，我们可以得到一个非常稳定的Vo

如果整个电路作为电源让输出电压Vo需要带载的话，比如加一个RL的负载，如果RL是一个变化的负载，那么输出电压Vo也是一个随负载RL变化而变化的电压，这样就不能得到一个稳定的直流电压Vo。

为了得到一个稳定的Vo电压，可以根据RL的变化来调控R1的大小，可以把R1固定电阻变成一个可变电阻，比如用一个电位器。如果RL变大，电位器的电阻也变大如果RL变小那么电位器的电阻变小，那么电位器电阻的变大变小是需要人来操作，为了方便，需要去找一个器件来替代这一个电位器，并且能随负载变化而变化阻值的，根据电子器件的特性，想到了三极管，让三极管工作在线性状态。

当我们增加了三极管后，RL的电流增加的时候，Vo电压下降的时候会引起三角管的be的压差变大，基级电流的变大，三极管工作在放电区域，基极电流增加引起的集电极电流增加，当集电极电流变大的使RL上的电压变大，这样就实现了一个稳定的Vo，但是这一个电路有一个非常明显的缺点就是输入电压变大的时候，三极管的基极电压会变高，会导致集电极电流变大，负载RL不变，通过的电流变大那么输出电压变大，如果输入电压变小的时候，同样输出电压变低，就是输出电压随输入电压变化而变化。

上面的图是有随输入电压的变化而变化，为了解决这问题，我们只要三极管的基极电压稳定后，输出电压就可以不随输入的变化而变化了，那可以把基极电压上面加稳压管，这样我们就能得到一个稳定的输出。如下图就是一个线性电源LDO，这个电源是通过调Q1的阻值来实现Vo的稳定，Vo电压稳定了，但是当Q1是与RL是一个串联，输出功率是Vo*I的时候，我的Q1上的功率是（Vin-Vo）*I，当输出电压与输入电压相差比较大的时候，效率是非常低。

为了解决效率非常低的问题，我们想到了如果让Q1工作在开关区域，当把Q1变成开关的时候，我们通过控制开关Q1的开通时间，但输出的电压是一个高地电平的脉冲电压，需要得到一个稳定的电压，是不是可以通过电容滤波来实现。

为了把输出的脉冲电压滤平整就需要增加电容C1，这样就可以实现Vo电压稳定，通过控制每个周期Ton值就行了，Vin*I*D=Vo*i,虽然是得到了一个稳定的Vo，但是开关管在打开的时候，输入给C1冲电的时，因没有限流电阻，这样会导致开关打开的时候，冲击电流比较大，对开关管的影响非常大，容易损耗，为了解决这样个问题，我们可以通过增加限流器件来保护开关，如果增加电阻来限流的话，是不是又回到了损耗增加，那就需要增加既能限流又能不增加损耗的器件，这时电感就能满足要求。

为了限流的同时又不增加损耗，我们可以通过增加电感来限流，如下图所示，当增加了L1电感后，当开关关断的时候，电感上就没有续流回路，会导致开关拉弧等现象出现，为了解决开关关断后电感有续流回路需要增加一个二极管来实现续流。

增加了续流二极管后，我们的buck电路基本就成型了，只是这个时候，我们可以把机械开关改成MOS管就可以了，这就能得到我们的buck电路。

线性调整器

线性调整器又称为串联型调整器。

他的特点就是能从交流的输入电压获得一个可调整的直流输出电压，输入交流是一个变化的电压主要是通过一个整流滤波后得到一个直流电压然后再经过线性调整得到一个稳定的直流。

线性调整是通过整流后的电压与输出之间串联晶体管来实现的，而且这种串联晶体管工作在电压电流特性曲线的放大区域，其工作特性类似与可变电阻，调整管上面实际承受了被降低的多余的或过剩的那部分电压。这一个电压是随输入或输出的变化而变化的，这也就是为什么晶体管可以等效为是一个可变电阻。

如需要做一个不隔离的线性电源可以通过整流滤波然后再通过调整管来实现，如上面的图，这里面调整管的压降就是Va-Vo，为了保证我们的Vo可以得到一个稳定的电压，就需要考虑输入电压的变化范围，Va的电压在最低的时候都要保证Va＞VO，如果我们的输入电压是220V±20%，那么我们的输入范围最低是AC176V,整流后电容上面可以得到一个峰值电压，但是输入电容上面会有一个纹波电压，这是我们需要考虑的，如果输入电容上面的纹波电压是50V，那么最小的输入电压是176*1.414-50=198V,这也就是说输出电压Vo是不能＞198V，设计的时候就需要考虑了，假设输出电压是180V，如果输入电压要是在AC264V，那么调整管上面的最大压差就是264*1.414-180=193V，如果输出负载电流是I，在最大输入电压的时候，效率就是180*I/（264*1.414*I）*100%=48%，效率是比较低的，如果输出电压小于180V，效率会更低。为了解决比较低的输出电压，我们可以通过一个工频变压器来实现变压。如下面的图，通过变压器的匝比来实现电压调整。

从上面的图我们可以看到我们的输出电压是靠一个低频的变压器把输入的交流电压变压后再通过二极

管整流，这里用了半波整流，也可以用全波整流或者整流桥整流都是可以的，然后可以得到一个随输入电压变化的直流输出电压Va。那么我们的输出电压Vo需要一个稳定的直流。

输出电压一定要小于整流后Va的最小电压，那么Va电压是随输入电压变化而变化的，一般我们的交流输入电压AC220V有±20%变化的，那么我的变压器次级整流后的电压也是有一个±20%，当输入电压在最高的时候，Va点的电压也是最高，而我们的输出电压是不变的，那么我们的调整管的电压就是Va-Vo，Vo电压是小于最小Va电压，那么Vamin>Vo，从上面的公式里面我可以看到输入最大的时候整机效率要＜66%，这里还没有计算变压器的效率，从整体来看的话效率是比较低的。因为输出与调整管是串联，随输出电流的增大，调整管上面的损耗就增大.

从上面的两个图来看，我的线性电源效率是非常低的，但是它有自身的优点。

优点是结构相对简单，没有高频的开关整流器，设计电路简单，输出纹波小，高频干扰小，没有开关电源前面的EMI电路，整体电路简单，简单的电路带来最大的好处是便于维修，叠加在输出直流的纹波电压非常的小，也就是说输出的直流纯度非常的高，这也正是直流电源的重要标志。所以有要求纹波精度比较小的地方还是在用线性电源，

缺点：因为没有高频的开关整流器，变压器工作在50Hz的工频下，频率比较低，变压每个周期里面需要提供的能量比较多，导致变压器的就需要非常的大，输出的滤波电容也比较大，效率比较低，整个损耗基本都在输出调整管上，因为调整管是工作在线性区域的，调整管上面有一定的压降，随输出电流的增加，调整管上面的损耗也增加，调整管上面消耗功率非常的大，所以调整管上需要加很大的散热器。整个电源的体积非常大，并且非常笨重，不利于便携。

在电子产品不断更新换代的过程中，线性电源将逐步被高速的开关电源所取代。

但是现在有很多低成本的LED室内灯都在用线性电源来做。其原理与我们的第一个不隔离的图一样，只是负载是灯珠。