ESP8266物联网开发板设计2

大家好，我们今天继续物联网开发板的原理图设计部分的探讨。

上篇文章，我们着重探讨了电源部分的工作过程，整体上确定了“反激”+  Buck + LDO三种电源配合的方式。反激部分，其实就是我们买的适配器，这部分我们已经确定通过外购的方式进行。LDO这个地方，使用的是AMS1117的方案，它主要的任务是实现5V到3.3V的降压。Buck则是实现电压从12V降低到5V的任务。

大家可能在其他地方也见到过，使用LDO的方案，把电压从12V降低到5V或者3.3V。使用这种方案有一个前提条件，那就是负载不能太重，也就是负载电流不能太大。如果负载电流太大，LDO DCDC的芯片就会发热比较严重。因为LDO这个模块的工作原理，它还是利用半导体器件（比如下图中的T4）的非线性阻抗（Rce））来降压的。压差越大，电流越大，那么LDO上面所消耗的功率也就越高。所以对大电流、高压差的情况，LDO就不太适合了。

那么我们必须采用一种内阻更低的能量传递方式，大家比较熟悉的就是开关电源了。降压开关电源比较常用的拓扑结构就是buck。它的原理，是使用储能器件（电容、电感）代替了耗能器件（电阻）进行能量传递，所以它的能效比非常高。另外，使用开关的开通和管断来调节能量传递的过程，实现了负载动态调节和宽电压输入，比如如果负载比较重，那么开关开通的时间就长一些，关闭的时间就短一些；如果负载毕竟轻，开关开通的时间就短一些，关闭的时间就长一些。

我们这个开发板的buck电路是使用DCDC的芯片来做的，这样可以做到板子的体积比较小，更加实用化。如果大家想彻底搞明白buck电路的工作原理，还是得想办法自己去搭建分立器件的电源转换电路，这样才能理解得更加深刻一些。如下图所示，我们这个buck电路使用的芯片是SY8120，开关控制的思路都被封装在器件内部了。

如果大家一下子搞不明白这个芯片的工作原理，可以后面找时间慢慢学习。我这里需要强调的是，对于开关电源来说，开发板布局非常重要的。因为开关信号是一个阶跃信号，它可以通过展开成一系列高频的傅里叶级数叠加，也就是展开成各个频率的信号。但是呢，我们需要的其实就是基波信号，其他高频的东西对于我们来说都是干扰。那么我们在布局的时候，就要尽可能减少这些高频信号的对外部的影响，尤其是Id部分，所以Id回路要尽可能的小，一个是减少环形天线对外辐射的影响，一个减小环路上走线寄生电感带来的影响。再一个，Buck电源输出的+5V的地，一定要单点接地，因为这个地相对来说比较脏，我们要通过单点接地的方式来降低它对其他器件的影响。另外在布局的时候，我们尽可能让ESP-12F的天线部分远离buck电路，进一步降buck Id主回路的影响，下图是SY8120 datasheet中给出来的布局参考，大家可以观察一下，IN ---> LX --->L ---> Cout ---> GND 这条线，其实回路已经尽可能的短了。虽然FB引脚也是一个高频回路，但是它的电流不大，相对来说没有那么重要，所以把它放在了相对次要的位置。大家注意呀，这里只是相对而言的。

最小系统中的复位电路，我们前面也提到了。那么我们使用的ESP8266这款单片机的复位过程具体是怎样的呢？我们来看一下datasheet相关的说明：

这里只是说外面加一个RC电路就好了，同时对走线提出了一定的要求，并没有讲清楚单片机是如何实现复位的。其实我们只要按照要求做，就可以了。但是我们还是要想办法尽可能对复位电路加深一些理解。我们可以参考STM32F030系列单片机的复位电路进行对比理解。

大家看一下下面两幅图，这两幅图说明是单片机上电时的复位过程。

大家看一下，Reset信号的波形，上电的时候，Reset保持为低时间可以分为两段。第一段时间，是VCC电位上电到POR电位的时间，第二段时间是Reset temporization的时间。第一段时间相对好理解，只有电压稳定了，单片机才能工作么。第二段时间Reset temporization这段时间大部分的时间应该是晶振起振的时间，还有其他器件reset复位的时间。我们做过一个Reset的测试，从上电开始到一个管脚输出高电平（程序第一行就是这个）的时间，在STM32 F030中，这个时间是2ms左右。具体ESP8266这个片子的上电复位是不是这么一个过程，我想大概是吧。目前还没有找到更多的材料支撑。

我们下面看一下STM32F030单片机的按键复位的说明。

大家可以看一下，产品文档这里并没有对按键复位的时间进行说明，只是说电压要下降到一定的程度才行，比如电压要降低到0.8V。那么这种情况下，我们电路设计的那个RC，其实只是起到了一个滤波作用，对不对，防止外界的干扰导致单片机复位。大家看看，这个作用和ESP8266对外界阻容电路的描述是不是一样的。所以我推测ESP8266的复位过程和STM32F030差不多（这里不打包票），大家如果能有更详细的资料，可以再深入研究下。

具体到外界阻容电路中R和C的取值，我们一般是取值R=10K，C=104。从上面的分析了来看，这里去其他值应该也没有什么问题，大家可以根据自己的实际情况（比如BOM表器件种类不要太多）进行选取。

下面我们来看一下晶振是如何起振的。因为模组已经把晶振封装到内部去了，我们不用去操心晶振部分电路的设计。但是其实晶振电路的设计非常关键，晶振毕竟是单片机的心跳呀。没有心跳信号，单片机如何工作。另外一个，我们的USB转串口电路中也用到了晶振电路部分的设计，所以这里我还是打算花一些时间把晶振的工作原理和一些设计的要点给大家讲清楚。

如上图所示，这个铁盖子下面其实是集成了不少东西的，其中就包括了一个26Mhz的晶振。只不过因为已经封装过了，我们看不到而已，就像我们前面提到的一样，看不到不代表不存在，是吧，呵呵。受限于篇幅的原因，这篇文章就先到这里。下篇文章，我们重点分析晶振的起振过程还有继电器、温度传感器等外设电路的设计。

①无源晶振起振条件及其工作原理 http://m.elecfans.com/article/582154.html

②51单片机晶振电路原理是什么  

https://www.zhihu.com/question/30930577/answer/55822425

③ 三点式LC正弦波震荡电路详解

https://blog.csdn.net/weixin_42415539/article/details/88540709

④电容三点式震荡电路波形问题

http://bbs.eeworld.com.cn/thread-1090538-1-1.html#pid2904297

⑤三点式电容震荡电路的工作原理 https://zhuanlan.zhihu.com/p/354627295

⑥单片机上电复位时间 https://blog.csdn.net/zyboy2000/article/details/4673955

⑦ESP8266文档中心 https://docs.ai-thinker.com/esp8266/docs

ESP8266物联网开发板设计3 ---晶振起振原理

大家好，我是张飞实战电子张角老师！我们今天继续物联网开发板硬件电路设计相关的探讨。

我们先来看晶振这块。首先，单片机是可以看成是一个高速数字电路的集合体，其中速度最快的部件就要算是中央处理器了，其余的外围部件，比如PWM模块、I2C模块、SPI模块等等速度相对慢一些。我们先看CPU，它自己需要进行计算，但是多长时间CPU及其相关寄存器的状态改变一次，必须有一个时钟信号进行配合。换句话说，晶振的频率影响或者决定了CPU的动作周期。从另外一个层面来看，各个部件之间要协同工作，这肯定是需要同步的。这个同步的动作，肯定就需要时钟的参与。

仅仅从上面两个部分来看，单片机要想高效地完成编程者设定的任务，时钟信号是不可或缺的。目前单片机的时钟信号的来源主要有两类，一类是内部的RC振荡器，另一类是外部的晶振电路。内部的RC振荡器，频率相对来说比较低，一个主要的原因是它受温度的影响比较大。主要的原因就是RC振荡器的外围电路，其实还都是半导体器件组成，而偏偏半导体器件温飘特性相对来说就是比较大。那么也就是RC振荡电路的周期就不准了，温度高的时候和温度低的时候，周期不一样。所以有些朋友家里安装的电子时钟，相对来说，时间一长，就容易不准，其实很大一部分原因就是这个产品使用的芯片内部的RC振荡器。

但是有一个器件，能够提供非常精准的震荡频率，那就是石英晶体。石英晶体是一种具有压电效应的器件，在石英晶体两个管脚添加上交变的电场时，它将会产生一定的机械变形，这种机械变形反过来又会产生交变电场。一般情况下，无论是机械震动的振幅，还是交变电场的振幅都非常小。但是，当交变电场达到某一个特定值的时候，振幅陡然增大，产生共振。这个频率，我们称之为石英晶体的谐振频率。

那么我们单片机配套的石英晶体振荡器，具体是如何起振的呢？我们只有知晓了具体的起振过程，才有可能搞清楚设计上需要注意的地方。

我们单片机上的晶振电路，本质上就是电容三点式震荡电路的改进版。那么我们要讲清楚单片机上的晶振电路，就要讲清楚以下几个问题。第一，什么是震荡电路，震荡电路起振需要满足什么条件。第二，电容三点式震荡电路怎么起振的，它怎么就满足了震荡条件了。第三，电容三点式振荡电路的改进方向是什么，石英晶体震荡器符合电容三点式振荡器的改进方向么？第四，我们单片机内部电容三点式震荡电路一般是怎么实现的，我们设计晶振电路的时候有哪些需要注意的地方。在讲解这些地方的时候，我们尽量减少公式的表达，更多的追求直观的理解，毕竟我们的目的不是去设计单片机的晶振电路。

我们说正弦波震荡电路起振的条件，主要是两个条件，一个是必须要引入正反馈，也就是说反馈信号必须要能够替代输入信号；第二个要有外加的选频网络，进而用来确定震荡的频率。我们下面来看一下，常见的电容三点式震荡电路是什么样子的。

如下图所示，图中的三极管T1是放大部分，对A点输入的信号进行了放大。同时三极管的基极和射极信号是反向的，这个是三极管本身的特性导致的。如果对这个不熟悉的话，大家可以下去看看三极管的知识。那么三极管在这里也就是提供了两个功能，一个是信号的幅值放大（当然放大的倍数可以通过调整Rc和Re等进行调节），另一个功能提供了信号的相位的反相（图中A点和B点信号）。

图中黑色虚线中的部分，就是电容三点式振荡器的选频网络。发生共振的时候，电感L1和电容C2、C3组成的LC网络，可以近似为阻抗无穷大，也就是说电感L1和电容C2、C3电流是环路电流。大家知道电容的特性，是不是电流相位超前电压90度呀。我们把C2和C3的中间点接地，C点电压超前B点90度，D点电压又超前C点90度，那么D点电压是不是超前B点180度呀。D点电压超前B点180度，那是不是说D点的波形和B点是反向的呀。D点的波形和B点是反向的，B点的波形和A点是反向的，那么D点的波形和A点是不是就是同相的。那么这里是不是既有了正反馈，又有了选频网络。那么是不是就有可能满足正弦波的震荡条件呀，只要这个电路参数得当，那么就会产生正弦波。

这个电路的反馈系数F等于C2/C3, 电压放大倍数A = β*RL’/rbe,其中RL’ = Rc//(Ri/F^2)。

我们是正弦波要能够起振，是不是 AF的值要大于1呀。如果我们通过调整C2/C3的值，就会出现一个相悖的结论，调大了F，结果A却小了。那么A和F的乘积变化的趋势反而不明朗了。实际实验中，C2/C3的值既不能太大，也不能太小，具体指只能靠测试来设定。电容三点式震荡电路，相对来说它的缺点也在于此，通过调节电容去调节频率的话，会影响起振条件，但是通过调节电感办法来调节震荡频率，实现上又会比较困难。

通过LC谐振点的公式来看，如果我们要想提高震荡的频率，只能是不断减小C2、C3以及电感L。但是C2和C3减小到一定程度的时候，比如和电路的杂散电容一个级别的时候，我们就很难确定震荡的频率了，因为杂散电容的电容值几乎很难确定。那么我们有没有其他办法来解决这个问题呢？如果我们把C2、C3电容的容值设定在远大于杂散电容，那么杂散电容对电路的影响是不是就可以忽略掉了，电路的震荡频率是不是就会相对来说非常稳定。那么问题来了，震荡的频率如何提高呢？具体的措施，就是在电感上串联一个小电容C，同时C<<C2, C<<C3, 这样震荡频率只和这个C有关，f = 1/(2πsqrt(LC))。电容C2和C3这里只是起到分压作用而已。整体的设计，如下图所示。

分析完了电容三点式震荡电路，那么我们看一下晶振怎么参与进来。因为我们前面已经提到了，我们单片机电路的晶振模块本质上也是电容三点式震荡电路。要看清楚这个问题，我们必须要了解晶振的高频模型，看看晶振的物理特性到底是什么。

实际上，晶振的高频等效模型如上图所示。这里的L，可以等效为晶振的惯性，这个值大概是几mH到几十mH。电容C等效为晶振的弹性，这个电容比较小，容值大概在0.01pF到0.1pF。R等效为晶振的摩擦损耗，这个值大概在100R，当然理想情况下这个值是零。电容C0等效为晶振的静态电容，它的大小和晶振的几何尺寸和极间面积有关，一般是几到几十个pF。那么实际上，晶振是惯性和弹性的结合体。结合我们前面提到的电容三点式振荡电路，我们更希望利用的其实是晶振的惯性部分，也就是电感部分对吧。在晶振组成的震荡电路中，震荡的稳定性主要是靠晶振本身的高Q值来稳定的，不是靠我们上面提到的那个思路，而且我们也不需要在外部震荡处那么高的频率，比如100Mhz的震荡。一般情况下，我们使用的是12Mhz的无源晶振，单片机内部的更高频次的震荡信号，是通过分频器和锁相环来实现的。

既然，我们使用的是晶振的惯性部分，那么我们就来分析一下，在什么频率下晶振会更多的呈现惯性，也就是感性。

当晶振的LCR电路发生谐振的时候，这个回路呈现纯阻性，等效电阻为R。谐振频率fs=1/(2πsqrt(LC))。当f低于fs的时候，C0这里起到主导作用，晶振呈现容性。当f大于fs的时候，LCR这条支路呈现感性。LCR这条支路将和C0发生并联谐振，谐振的频率fp = fs*sqrt(1+C/C0)，这个具体的公式大家可以下去推导一下，我们这里就不再做更深入的介绍了。大家可以看一下，因为C远远小于C0，所以fs和fp是不是无限接近呀。那么也就是说晶振只有在很窄的频率范围内，才会呈现感性。

回到我们前面提到的电容三点式震荡电路，晶振只在一个很窄的范围内呈现感性，而且受温度的影响比较小。那么是不是说用晶振组成的三点式震荡电路，它的频率会非常稳定呀。具体电路设计如下图所示。那这样，我们使用晶振搭建的电容三点式震荡电路就算完成了。

那么下一个任务就要回答，单片机中的晶振电路一般是如何实现的呢？我们以80C51来距离，它震荡电路的框图大概是下面这个样子。

ESP8266物联网开发板设计4 ---继电器和温湿度检测模块的设计

大家好，我们今天继续物联网开发板硬件电路设计相关的探讨。

电源和单片机最小外围电路都设计完成了以后，按照我们的规划，剩下还有两个模块需要去考虑，一个是继电器控制电路，一个是温湿度检测模块。

继电器是一个开关型器件，而且是一个隔离型的开关器件。开关器件相对来说比较好理解，我们可以通过控制触点的开通和管断，来实现开关的效果。就比如继电器开通的时候，相应的模块就可以工作了，因为通上电了么；继电器关断的时候，那么模块就不工作了。因为我们的开发板是联网的，我们是不是就可以实现远程对设备进行操作呀。

为什么说继电器是隔离型的开关器件呢？一个最直观的感受，就是原副边可以不站在一个地上是吧，也就是说原副边可以没有任何电气上的连接。继电器工作原理，大家估计都比较熟悉了。原边线圈通上电之后，就变成了电磁铁。既然是电磁铁，那么就会有吸引力，有了吸引力，弹片就会被吸附。按照下面的示意图来看，受控电气就会开始工作。

大家看一下，原边和副边之间是不是完全没有电气上的连接。两边发生关系的渠道其实就是电磁力。这个东西有点像光耦，光耦的原副边发生关系是原边的光信号，是吧。继电器和光偶一个比较大的区别是继电器的副边可以通大电流，因为整体的阻抗小，所以一般用于大功率器件。但是光耦就不同了，它本质上还是流控型的半导体器件，所以通不了大功率，一般是当做开关信号来使用。

明白了继电器的工作原理，我们来选择一个常用的继电器，看看该如何设计它的驱动电路。我们看一款松乐的继电器的线圈规格，它的线圈功耗有两种，一个是0.6W，一个是0.8W。

相比之下，0.8W的吸附力相对强一些，继电器的工作也会更稳定。为什么这么说呢？大家看一下，如果继电器线圈使用得是+5V电压驱动，0.6W的时候，流过线圈的电流是120mA，但是0.8W的时候，这个电路有160mA。流过线圈的电流大，电磁铁的吸附力也就更强；电磁铁的吸附力更强，接触电阻也就更小，副边通大电流的时候就更加稳定。

我们这里以0.6W，12V线圈来举例，这个时候，流过线圈的电流是不是有50mA。那么继电器的驱动电路该如何设计呢？首先这个肯定是一个开关，所谓的开关就是导通的时候阻抗无穷小，断开的时候阻抗无穷大。再一个这个开关应该是一个受控开关，而且受控信号应该是从单片机发出来的。单片机发出来的信号肯定是非常微弱的。那么结合上述两点，这个开关应该是一个电子开关。我们熟悉的电子开关，主要有两个，一个是三极管，一个是MOS管。三极管和MOS管的一个主要区别是MOS管导通的Rdson更低，可以通过更大的电流。但是整体上相对来说，价格更高一些。我们这里使用三极管就够了，一般三极管Ice可以轻松达到100mA。三级饱和导通的时候，Vce是0.3V，这样三极管的功耗才有0.03W，SOT23封装的三极管可以轻松搞定。

思路理顺了之后，我们来看一下驱动电路是如何进行设计的。

T1这个三极管就是我们刚才提到的开关管，M点连接到单片机的引脚，当M点的电位为高的时候，三极管T1就开通了，饱和导通的时候T1的Rce很小，那么从+12V这条回路的内阻完全有继电器来决定，从规格书上可以看出来，这个内阻在240R,那么流过继电器的电流是12V/240R = 50mA，也就达到了我们的设计目的。D4这个管子起到什么作用呢？它主要是续流的时候，起作用。继电器在关断的时候，内部的线圈必须有续流回路。如果没有续流回路，就会产生严重的dv/dt，也就是线圈两端会产生尖峰电压，可能就会把三极管的CE端击穿。整体上也就是说，电感的能量是以电流来维持的，电流是必须要有回路才能存在。不管怎么说，能量都是不可以突变的。我们就得想办法给继电器的电感提供一个续流回路。最上面的两个电容，大电容主要是稳压的作用，相等于能量资源池，进一步降低了电源端的阻抗；小电容，主要是滤波作用。这个是电容的基本工作原理。

分析完了继电器的驱动电路，我们来看一下温湿度检测的电路设计，温湿度检测这块，我们使用的是SHT20这块芯片，这个芯片大概的样子如下图所示。

这个芯片内部有一个I2C的通信模块，单片机和这个芯片之间可以通过I2C协议进行通信。关于I2C通信的协议，大家可以自己去搜索一下，它就是一个同步通信协议，和SPI类似。只不过它的寻址是靠地址码来实现的，SPI通信模块，则是通过片选线来实现的。具体指令类型，可以参见它的datasheet说明。

如果我们自己用GPIO口来模拟I2C通信时序，一定要严格按照它的通信要求来，这里一个是命令格式，一个是通信速率相关的设定，比如通信的频率最高是400Khz，SCL和SDA的高是多长时间等等，这些都要符合规定，这样才能通信成功。

我们以湿度测量来举例，看看它的通信过程是一个什么样子的。SCL时钟信号时钟由主机控制，SDA绿实线为主机发送数据，SDA绿虚线为从机发送数据。具体的操作说明，可以从截图中就看出来，我这里就不再进一步解释了。

第一步，发送湿度测量指令。

第二步，读取测量到的温湿度数据。

因为这个模块完全是数字接口，内部的温度检测部分的模拟电路，我们也不用管，所以实现起来相对比较简单。我们又不需要进行芯片设计，只是去使用它，所以考虑问题也不需要那么复杂。但是I2C协议的实现是建立在开关器件是开漏输出的前提下的，所以SCL和SDA这两条线都需要上拉电阻。

关于物联网开发板原理图的设计，我们就先到这里。

讲透压敏电阻的工作原理、选型以及相关计算

大家好，我是张飞实战电子张角老师！

我们今天分享一下压敏电阻的选型以及相关计算的知识。

首先我们需要回答一个问题，为什么需要压敏电阻。压敏电阻，顾名思义，对电压很敏感的电阻；中文这个“敏感”对应到电路中，应该就是一个非线性的变化：当电压达到一定的数值的时候，器件的阻抗呈现出剧烈的变化，这个剧烈的变化应该是量级上的。我们之所以会需要这种特性的电阻，肯定是电气设备中会遇到这样的源，需要这样的响应；反过来说，如果没有这样的响应，电路中的其他相邻或者相关器件就会出问题。

大自然的起电方式，其实主要有两种，一个是感应起电，一种是摩擦起电。我们常用的水电、风电、火电等等，本质上属于感应起电，发电的过程本质上属于机械能通过电磁感应现象转化成电能的过程。这些电能经过升压之后，进行远距离传输，然后再经过降压，最后变成我们日常使用的220V的交流电。摩擦起电，我们比较熟悉的就是静电现象，以及雷电现象。静电，大家很多人肯定都有切实的感受，尤其是在冬天的时候。雷电，其实蕴含着非常巨大的能量，可是因为它的位置飘忽不定以及瞬间非常高的电能释放，人类到目前为止也没有办法驯服雷电，让它为人类所用。目前能做的，还是想办法避免它造成的灾害。

感应起电

静电

雷电

其实压敏电阻这个器件之所以被发明出来，就是为了在雷击的发生的时候，防护器件的。雷电的存在是不以人的意志为转移的，对于这个电源，我们利用不了它，但是总不能被其所害。由于雷电产生的高压高能量具有瞬间性，那么必然要求防护器件也具有这样的响应特性。压敏电阻也就应运而生了。

压敏电阻外观上，大体就是这个样子。它的内部结构是什么样子的呢？实际上压敏电阻是使用陶瓷工艺制作而成，它内部的微观结构中包含氧化锌的晶粒以及晶界。晶粒因为内部晶体分子排列非常整齐，所以电阻率很低；晶界则不然，它的电阻率却很高。相互接触的两个晶粒之间相当于形成了一个齐纳二极管的势垒，这个其实就是一个压敏单元。每个压敏单元的击穿电压差不多是在3.5V。压敏电阻的基体就是很多这样的单元进行串联和并联而成。串联的单元越多，它的击穿电压也就越高；并联的单元越多，它的通流量也就越大。压敏电压在工作的时候，它的每个单元都在承受浪涌电能量，而不像齐纳二极管那样，只有结区才承受电功率，这也就是压敏电阻能够承受大得多的浪涌能量的原因。

我们先来看一下压敏电阻的位置，一般在开关电源中，压敏电阻处在接线端子的后面，和LN之间的负载是并联的。

我们看一下雷击能量过来的时候，压敏电阻是如何实现对相关器件保护的。正常工作的时候，压敏电阻两端之间的阻抗是非常大的，可以近似地看成是开路的（实际上存在着非常微小的漏电流，一般10-20uA）。一旦雷击能量来了，会有瞬间高压加载压敏电阻上，这个时候压敏电阻就会被击穿，呈现出非常低的阻抗。这个内阻在雷电这个能量源的内阻Re面前，相对来说非常小，那么根据电阻分压的原理压敏电阻上的电压就会非常小。压敏电阻和后级负载是并联关系，因为压敏电阻相对负载电阻来说也非常小，所以大量能量都是从压敏电阻流过，被压敏电阻吸收了。通过这样的方式，就实现了对负载的保护。

讲完了压敏电阻的基本原理，我们来看一下压敏电阻该如何选型，既然要提到选型，肯定离不开压敏电阻的各种参数，只有深刻理解了这些参数，我们才能对压敏电阻的选型更加自如。我们先来看一下，常用的471KD10和471KD20这两款压敏电阻。

我们首先需要回答的是，这个命名是什么意思，一般情况下命名标记上往往会一个器件最关键的信息。这个名字可以分为两个部分，第一个部分是471K：471，表示压敏电压是47*10^1 = 470V; K表示精度误差在+/-10%左右。第二部分，D10（或者20），表示压敏电阻的直径是10mm还是20mm，从数据上来看，肯定直径越大，压敏电阻的个头越大。

下面，我们就从名字入手来解释压敏电阻的一些指标。第一个关键词就是压敏电压，那什么是压敏电压呢？压敏电压是指在压敏电阻上加上一个直流电压，如果流过压敏电阻的电流达到1mA，这个时候的直流电压就被称之为压敏电压，所以有时候压敏电压也用U1mA或者V1mA来表示。比如对于471KD10，这款压敏电阻，它的压敏电压就是470V。因为器件的一致性问题，或者说误差的存在，K级别的压敏电阻的压敏电压在423V（470V*0.9）到517V（470V*1.1）之间。

我们下面来看一下最大允许工作电压，这个指标的意思其实是压敏电阻能够长时间承受的最大电压，这个电压分为交流电压和直流电压。一般最大允许的交流电压是压敏电压的0.64倍，最大允许的直流电压是压敏电压U1mA的0.82倍。

最大钳位电压也就是我们说的残压或者说最大限制电压，是指给压敏电阻施加规定的8/20us波冲击电流时它两端的电压。这个8/20us冲击电流是什么意思呢？也就是8us中达到峰值电流的90%，20us后电流降低到峰值电流的50%，这个冲击电流是模仿雷电的冲击电流来设计的。从这个电流的波形上就可以看出，压敏电阻其实并不需要太快的响应速度，这个器件更重要的使命是能够能量吸收掉，当然这个都是相对于TVS二极管而言的。我们选择压敏电阻的时候，它的残压一定要小于被保护电器的耐压水平，否则就达不到保护的目的。

我们这里要注意呀，有些产品的datasheet中，在这一栏里面有一个和钳位电压相对应的电流值。其实这个电流值的意义不大，我们只需要关注最大钳位电压这个值。

最大通流量，是指最大脉冲电流的峰值是指环境温度为25°情况下，对于规定的冲击电流波形和规定的冲击电路次数而言，压敏电压变化不超过+/-10%的最大脉冲电流。大家可以看一下，471KD10的最大通流量可以达到2500A，这个电流是超级大的。用这么大的电流去冲击压敏电阻的话，会对压敏电阻这个器件本身造成伤害的。基本上打个10来次，压敏电阻就损坏掉了。我们选择压敏电阻的时候，器件本身所能够承受的最大通流量一定要大于实际工作中所承受的通流量。

我们这里需要注意了，在datasheet里面，最大限制电压这个值是在一定的电流值下测出来的，比如我们这个471KD10就是在25A的时候，最大限制电压为775V。实际进行EMC测试的时候，冲击电流肯定是大于这个的，比如我们进行4000V雷击测试的时候，考虑走线上的电阻、压敏本身的电阻、NTC的电阻，差不多有5R左右，那么冲击电流就有800A左右。那么此时的限制电压或者说钳位电压是多少呢？实际上压敏电阻通流越大，肯定限制电压也就越高，但是这个升高的幅值没有那么大，也就是说电流越大，压敏电阻的阻抗越低。U = I*R，有增长，但是增长的速度是放缓的。25A的时候，最大限制电压是775V，压敏电阻的等效内阻差不多是31R；我们假定800A的时候，它的限制电压是1500V，此时压敏电阻的等效内阻是1.875R，为什么这个地方是假定呢，因为实际测试的时候，很少会去测这个值。大家可以看到一半压敏电阻的后面，还有X电容、Y电容等吸收措施，这个电压其实是上不去的。实际测试的时候，比如我们做8000V的雷击实验，实测X电容上端的电压大约在500V左右，大概就是这个样子。

讲完了这个，后面还有一个最大能量值，其实这个最大能量值也是和压敏电阻的直径强相关的。我们说雷击的电压虽然高，但是毕竟时间短暂是吧，所以能量总值不是很大是吧。我们这里可以来算一下，比如4000V的雷击，回路的总阻抗还是以5R来算，那电流值差不多是800A，我们说雷击的持续时间一般是20us是吧。那么我们来算一下，这么短的时间内，雷击总共释放了多少能量呢？

E = U * I * t = 4000V * 800A * 20S ÷ 1000000 = 64J

我们这里采用了估算的方式是吧，实际上电流不是一直都是800A的，具体波形上面我们也画出来的，那这样算的话，实际雷电释放的能量差不多只有30J左右。这里面有不少能量被电线、保险丝、NTC电阻吸收掉了，实际上压敏电阻吸收的能量还要少一些。

我们来看一下，最后一个指标，压敏电阻的额定功率。471KD10的额定功率是不是只有0.4W呀，也就是说压敏电阻不能持续通过很小的电流是吧。这个从它的封装大小也能看出来，实际上压敏电阻不工作（没有雷击）的时候，它的漏电流是很小的，一般小于20uA，所以正常工作的时候，这个封装功率都是可以满足要求的。但是供电电压是不稳定的，那么流过压敏电阻的电流值也会变大，但是长期工作下，471KD10所能承受的最大功率也就是0.4W。

讲完了压敏电阻的各个参数，我们具体选型的时候，最主要的两个指标。一个就是压敏电压，一个就是通流量。我们国内市电的电压是220V，但是这个电压是有波动的，尤其是在供电质量相对较差的农村。我们假定正常情况下，电压有20%的波动，那么市电的有效值也就变成了264V。我们根据有效值和峰值的关系，可以推算出来市电的峰值电压在373V。这个373V也是一个大体的估计值，实际上峰值电压可能比这个还高。我们选择的471KD10这个压敏电阻，我们计算下来它的开启电压是在423V到517V之间，是吧。但是我们说这个+/- 10%其实是正态分布的，也就是说存在极个别的压敏电阻开启开启电压小于423V的。综合考虑电网的不稳定性和压敏电阻精度的问题，选择开启电压大于470V是相对合适的。最大通流量这个指标，根据刚才我们的算法，大体评估一下就可以了，这里很难有精确的计算。实际进行EMC测试的时候，如果不能通过，就换大一号的。如果空间不够，我们还可以选择加强型的。

如果我们想降低残留电压，可以使用压敏电阻和气体放电管串联的办法，如下图所示。

上图的方案采用的是391压敏电阻+600V的气体放电管，因为气体放电管导通之后残余电压非常低，压敏电阻这里选择391的，动作之后它的残余电压相比471也要低不少。391的钳位电压是650V左右，471的钳位电压是775V。R1、R2的作用是为了减少气体放电管上的电压，因为陶瓷放电管电容只有几个pF，但是压敏电阻有几百个pF，根据电容分压，陶瓷放电管上的电压基本就等于电源电压。

讲完压敏的好处，我们来看一看压敏电阻的缺点。我们前面提到过，压敏电阻主要是用来防止雷击的，雷击的能量其实是us级别的，实际上压敏电阻的反映时间差不多是ns级别。另外它的个头也相对较大，那么要实现对芯片器件更为精细的保护，这个时候压敏电阻就有点吃力了。这个时候，一般使用TVS二极管，它的反应时间更为迅速，响应时间为ps级别的，而且它的体积也相对比较小，比如0603或者0402封装。当然TVS二极管不能流过较大能量，所以它一般处于防护的最后级。

我们关于压敏电阻的分享，就先到这里。

讲透有史以来广受欢迎的运算放大器μA741（1）---镜像电流源，Widlar电

大家好，我是张飞实战电子张角老师！

从今天起，我们开始分析运放uA741的内部结构，争取把它的工作原理给大家讲清楚，讲透彻。只有知道了运放的内部结构，我们才真正可能看得清楚运放的一些参数，在运放选型的时候，才会更加有的放矢。

虽然较新设计的运算放大器在几乎所有可能的方面（速度、噪音、电压范围等等）都超过了它，但最初的741仍然广受喜爱，并在今天依然大量使用。我们对运放的学习，不能仅仅止步于外围电路的搭建，那样对运放的了解不可能深刻。我想通过这一系列的文章，争取能够把uA741这款运放的工作原理给大家讲解得尽可能透彻，让大家在学习运放的时候，能够更加深入，少走一些弯路。

与设计外围电路不同，电流源在运放内部更加常用。比如恒流源、镜像电流源、Widlar电流源、增强型镜像电流源等等。为什么会出现这样的情况呢？其中最为主要的原因，就是运放需要放大的是差分信号，那么这里就遇到一个问题：如何把电压差转化为一个差值信号。运放内部目前选择的方案，就是把电压差转化为电流差。那么要产生这个电流差信号，就需要恒流源，其实这里类似一个加法。两个电流之和是一个恒流，那么一个电流大了，肯定另一个电流就小了。有了这个电流差之后，运放内部的电路再把这个差值信号转化一个电压差信号，然后通过这个电压差信号驱动中间级的放大电路。中间级的放大电路现在一般采用达林顿管来实现，这样放大倍数就会很大了，假定每一级的放大倍数是200倍，那么达林顿管总体的放大倍数就会有200*200 = 40000倍。实现了信号放大以后，输出级需要解决的就是功率输出的问题了。毕竟运放是一个模拟器件，它需要一定的带载能力，一般情况下，输出级主要是使用推挽电路来做的。当然因为受制于封装的原因，这个电流值也不能太大，所以这里还有保护电路存在（限流作用）。

整体上运放的工作原理，就如上面所示，741也不例外。

大家最常见到的电流源，估计就是电流镜或者说叫做镜像电流源源了。它常见的拓扑结构如下图所示。这个电路的目的，就是实现Io电路和Iref几乎是相同的。这样的话，如果我们要想获得一个特定的电流Io，那么我们只需要去设定Iref就可以了，也就是说Iref侧进行电流的设定，在Io侧实现电流的输出。而下面这个电路，就像镜子一样，可以实现电流的映射。

这个镜像电流源的工作原理，大体如下。因为T1和T2是在同一个晶圆上刻出来的，所以它们具有较高的对称性。T1和T2的引脚是连接在一起的，所以它们对地的电位是相同的。因为对地的电位是相同的，所以它们的基极电流也是相同的。我们说这两个管子是在同一块晶圆上雕刻出来的，那么它们的放大倍数是也是近似相同的。那么当两个管子都是处于放大状态的时候，他们的Ic电流也就是相同，也就是Ic1 = Io。

那么到了此时，我们只是实现了Ic1和Io的镜像关系。但是我们设计的目的其实是Io=Iref，是吧，那么也就是说这里存在一定的误差。这个误差值是多少呢，是不是Ibf是吧。按照上图画下来，Ibf = 2*Ib，对吧。如果T1、T2这两个运放的放大倍数比较大，我们假定100倍好吧，那么Ibf带来的误差是不是差不多在1/50左右呀。这个误差，是不是可以近似忽略呀，所以我们可以在总体上认为Io就等于Iref。上面提到的就是镜像电流源的工作原理。

我们明白了镜像电流工作原理之后，要想产生我们需要的电流，比如10uA。按照我们上面的思路，那么第一个工作，是不是要指定Iref。但是这里面临一个问题，就是这个10uA的电流，如果使用电阻限流的方式来搞，那么就需要非常大的电阻。我们假定供电电压是20V，电流是10uA，那么差不多需要2MR的电阻，这个电阻值太大了。电阻值太大了，芯片在封装的时候，就会面临体积上的问题：电阻越大，某种程度上意味着体积越大。这对芯片设计是非常不利的，所以我们面临一个问题，就是如何使用更小的电阻去产生一个较小的电流呢？

在运放内部，实现这个功能的，就是Widlar电流源。我们也可以把它理解成在镜像电流源上的改进版。这个电流源的拓扑如下图所示。

我这里先给大家分析一下，这个电路的工作原理。本质上，这里是通过R2上电阻的分压，减少了Vbe2的电压值。T1和T2这里都是处于放大状态，Vbe2的电压值变小了，那么那么流经BE PN节的电流值也就变小了，进而放大之后的电流值Ic也就变小了。那么这样的话，即使Iref这边有很大的电流，Io那边的电流也不会很大，这样就解决了R1电阻太大不好封装的问题。具体的公式推导如上图所示，Is是二极管的反向饱和电流，UT=k*T/q,是一个常数。但是这个电流源也有一定的问题，大家看一下公式中存在UT这个常数，但是UT是容易受到温度影响的，所以Io自然也就容易受到温度影响。如果，我们对电流的值要求很精密，这个电流源可能就满足不了要求了。

解决了Iref电流值设定的问题之后，我们基本上解决了运放中电流源设计的主要障碍。但是我们说运放放大部分和功率部分的最好都踩在地上，我们才好进行电路设计是吧。实际上，大家如果常看运放内部的结构图的话，经常会发现恒流源的符号，但是这个符号经常是挂在源端的。比如像LM324这个片子，它内部的恒流源符号很多。关于图中的恒流源是怎么做的，可能会有一些疑问，毕竟这块的电路图，很少有厂商会画出来。

那么也就是说，我们希望的是不是一个P管做的恒流源，不是N管的对吧。一般P管做的恒流源放在源端，N管做的恒流源放在地端是吧。其实P管的恒流源和N管的恒流源思路是一样的

那么如图所示，Iref是不是就可以映射到Io上去了呀，这样这个电流源是不是就可以为后面的负载所用了，对吧。但是741使用的并不是这样的方案，它使用的是一个电流反馈的思路，本质上应该是一样的。我们下一篇文章，继续分析741运放的电流源的部分。