基本积分运算电路和微分运算电路公式推导

积分运算和微分运算互为逆运算。在自控系统中，常用积分电路和微分电路作为调节环节；此外，他们还广泛应用于波形的产生和变换，以及仪器仪表之中。他们以集成运放作为放大电路，利用电阻和电容作为反馈网络，可以实现这两种运算电路。

在上图积分的运算电路中，由于集成运放的同相输入端通过R5接地，Up=Un=0,Un为虚地。

当输入信号为阶跃信号时，若t0时刻电容两端的电压为0，则输出的电压波形如下图所示：

当输入信号为正旋波或方波时，输出电压波形分别为下图所示：

在实际电路中，为了防止低频信号增益过大，常在电容C5上并联一个电阻加以限制

下图中电阻R和电容C的位置互换，则就得到了微分运算电路

放大电路-直流稳压电源LDO

第一、设计目的   

直流稳压电源由于具有效率高、体积小、重量轻的特点，近年来直流稳压电源高频化是其发展的的方向。高频化使开关电源小型化，并使直流稳压电源进入更广泛的应用领域，特别在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。这里以具有放大环节的串联型晶体管稳压电路来介绍，串联型稳压电源的搭建。

第二、画出串联型晶体管稳压电路单元设计模块  具有放大环节的串联型晶体管稳压电路由四个环节组成：

第一、根据原理框图确定串联型稳压电路各元件的作用

四、对设计出的串联型稳压电路稳压原理分析验证正确性，思路、瞬态、稳态的讲解。

   串联型稳压电路稳压原理，如下图所示。Ui增大时，自动调节过程如下：“串联型稳压电路稳压原理”

在上图中，当电网电压波动或负载变动引起输出直流电压发生变化时，取样电路取出输出电压的一部分送入比较放大器，并与基准电压进行比较，产生的误差信号经过Q2放大后送至调整管Q1的基极，使调整管改变其管压降，以补偿输出电压的变化，从而达到稳定输出电压的目的。

上面就是具有放大环节的串联型晶体管稳 稳压电路设计，通过我的讲解是不是很容易！

三极管放大电路直流工作点的预估

直流工作状态是指放大器处于无信号输入的状态，此时电路中各处的电压、电流都是直流量，通常又叫做静态。静态工作点（直流工作点）则是此时三极管直流电压Ube、Uce和直流Ib、Ic的统称，用Q表示。穿透电流(ICEO):在一定温度下,发射区的少数载流字能量很大,穿越基区到达集电区而形成的电流。

三极管放大电路的常见分析方法有图解法、等效电路法和预估法。本节主要介绍比较简单的方法-预估法

（1）固定偏置电路 估算法求静态工作点：

Ibq=（Ug-Ubeq）/Rb≈Ug/Rb

Icq=βIbq+Iceo≈βIbq

Uceq=Ug-IcqRc

一般情况规定将NPN型三极管看作是硅管，且Ubeq是0.7v，PNP型三极管看作是锗管，且Ubeq是0.3v，在预算法中可以忽略不计。

（2）估算静态工作点

图中所示的放大器中，设Ug=10v，Rb=100kΩ，Rc=3kΩ，若晶体管电流放大倍数β=10，估算静态工作点。

Ibq=（Ug-Ubeq）/Rb≈Ug/Rb=10v/100kΩ=100uA

Icq=βIbq+Iceo≈βIbq=10*100uA=1mA

Uceq=Ug-IcqRc=10v-1mA*3K=7v

静态工作点的设置对放大电路是很重要的，它关系到电压的增益以及波形的失真情况。因为为了使放大器达到较好的性能，必须要先设置合适的静态工作点。还有多种原因造成静态工作点不稳定，如电源的电压不稳定、三极管老化等等，其中温度的变化对三极管参数的变化影响也很大。而固定偏置电路的温度稳定性较差，只能在环境温度变化不大、要求不高的场合。

（1）分压式稳定工作点偏置电路，下图所示：分压式稳定工作点偏置电路，该电路可以有效的抑制温度变化对静态工作点的影响。其工作原理：当温度升高时，Icq增大引起Ieq相应增大，则Re上的压降Ueq=Ieq*Re也增大，Ubq保持不变，Ubeq=Ubq-Ueq，则Ubeq减小，使得Ibq减小，从而抑制了Icq的增加，达到稳定静态工作点的目的，所以Re也称为电流负反馈电阻。

Ubq=Ug*Rb2/（Rb1+Rb2）

Ueq=Ubq-Ubeq

Icq=Ieq=Ueq/Re

Uceq=Ug-Icq*Rc-Ieq*Re=Ug-Icq(Rc+Re)

60KW电机控制器硬件驱动电路设计

摘  要：设计一款60KW的电机驱动控制器，产品的功能、性能及成本等都能达到客户的需求，还要在市场上有竞争力。根据客户要求再开发一款中型物流车车用电机控制器，该控制器低压部分电源为输入12V，高压驱动电路输入是直流360V,输出交流有效值约250V，功率60KW，效率>95%。在控制电路和驱动电路上做了一些优化，超过了预期的设计目标要求。

关键词：控制器；IGBT；新能源；旋变解码芯片

1.引言

由于有了“15KW电机控制器”上个项目经验，产品的功能、性能及成本等都能达到客户的需求，市场表现也比较优越，还为公司争取到了不错的名声和积累了一些宝贵的关键技术。根据客户要求再开发一款中型物流新能源车车用电机控制器，该控制器低压部分电源为输入12V，高压驱动电路输入是直流360V,输出交流有效值约250V，功率60KW，效率>95%。无疑该项目难度比15KW电机控制器难度大。针对该项目的设计需求，本人在原有的“15KW电机控制器”基础上进行技术上的改进等等，最终达到客户的需求和市场的认可。

2.关键技术

2.1 驱动电路IGBT模块化，减小寄生参数、实现均流平衡技术

为了能够使电机控制器达到输出功率60KW，用IGBT单管并联方案很难达到设计指标。本人在方案上采用了IGBT模块化技术。常用的IGBT并联方案是输入并联，输出也并联。但是它的问题比较多，如：1、IGBT的寄生参数太大，大功率时不可忽略，增加了设计与生产成本。2、并联方案的均流技术不好实现或很难实现，假设A和B IGBT,流过A的电流很少，流过B的电流较大，长时间工作B号IGBT烧坏的可能性远远增大，使整车风险性增加。本项目采用的是驱动IGBT模块化方案：三项六桥臂加上NTC温度采样。该方式的优点是：1、IGBT寄生参数大大减小，2、不存在均流问题，3、晶圆旁边或内部集成了NTC温度采样，IGBT保护更齐全、更安全、4、驱动电路更安全、更简单。从图2和图4可以看出需要注意的问题：

1、分立器件插件器件特别多，贴片后需要波峰焊，贴片工艺难度增大，成本增加。

2、分立器件散热结构件比较复杂，装配难度增加。

3、分立器件寄生参数比较大，PCB LAYout 布局等等比较复杂，耐压、电流、高压隔离、驱动能力、EMI问题都要考虑进去，布线更难。

4、由于器件比较多，特别插件器件多，低压信号和高压信号不能更好的隔离，布线难度增加，插件器件多导致散热主要通过控制器壳体进行散热，控制器结构难度增加。

图1 单管IGBT并联方案-某一上桥臂

图2 单管IGBT并联方案-六桥臂实物图

图3 IGBT模块三项六桥臂方案

图4 IGBT模块三项六桥臂方案PCB实物板

图1为三个英飞凌单管（型号：IGBTFGY120T65SPD-F085）并联方案，它们为电机H桥驱动电路三项六桥臂的其中一个桥臂，此方案的优点：1、价格便宜 2、体积小 3、市场竞争力大；缺点：1、各单管IGBT均流问题不好解决，很容易导致某个管子过电流过大而烧坏，导致整个驱动系统被烧坏出现异常。2、寄生参数比较多，比如寄生电容、寄生电感等等，由于这些寄生参数IGBT续流二极管和Vce的尖峰电压不得不考虑进去，这些寄生参数很容易导致IGBT失效。3、支撑IGBT的结构体设计比较复杂，生产组装工序复杂，测试比较繁琐，量产效率比较低。4、分立的IGBT共需要18个,PCBlayout布局比较复杂，layout考虑的因素非常多。

图3为用英飞凌IGBT集成模块（HPDrive）搭建的电机H桥驱动电路，此方案设计实施的优点为：

1、集成化比较高，一个模块自带H桥的三项六桥臂即6各IGBT集成在一体并且晶圆自带NTC负温度系数的热敏电阻，可以时刻侦测IGBT晶圆内部的温度。由于集成度较高，使得驱动电路设计更简单方面；控制器散热更优越，体积更小，为其他整车部件预留更多的空间，如：BMS、DCDC、高压配电柜等等。

2、寄生参数比较小，几乎不受本体寄生参数的影响，如寄生电容、寄生电感等等。进一步减小驱动电路设计难度，较小的成本实现强大稳定的功能，更容易实现稳定、安全、可靠的电机驱动电路。

3、Ic持续通电流能力比较大可以达到450A,CE两端的电压可以达到650V，可以同时满足新能源乘用车、小型物流车、甚至重卡的需求，即一款控制器电路可以匹配多种功率的电机，大大缩短新项目研发、调试、试验、生产等周期。由于不同款的控制器用的器件、结构件基本相同，仓库物料管理也会更简单，更容易管控成本，市场竞争力也会更强。

4、散热问题比较容易解决，IGBT背面自带集成散热片，可以直接扣在控制器外壳的水槽内，散热不需要做特殊的处理，直接利用整车的现有冷却液散热就可以。

5、IGBT集成度高PCBlayout布局比较容易，layout考虑点减少。

6、交流2.5KV的绝缘强度，高功率的密度，做绝缘处理的铜底板。

2.2  驱动电路IGBT短路保护功能技术

下图5所示，当IGBT短路过流时，驱动芯片的3pin Desat会提供一个恒流源，经过电阻R300,高压隔离二极管D300,在经过IGBT的CE流经到驱动芯片的4pinGND。直到IGBT的Vce管压降到9v时，此时对去饱和电容进行充电到9v，芯片内部会做封波处理以保护IGBT防止因为短路过流过热而烧坏晶圆。当去包和电容C300升高到9v时，驱动芯片7pin输出为低电平，通过三极管搭建的推挽短路上N管Q300和下P管Q301,去关闭IGBT。这时，驱动芯片16pin FLT故障输出低电平被激活，送到单片机处理，反馈到新能源整车的VCU做下一个动作的处理。驱动芯片输出16Pin （FLT）输出低电平即封波，此时IGBT关闭。硬件电路设计去饱和电容C300驱动芯片消隐时间用来为IGBT从放大到饱和预留出足够的时间。消隐时间是由驱动芯片内部一个高精度的电流源和外部电容C300提供的。这个技术的应用，保护了控制器即新能源汽车的核心器件IGBT不被烧坏，为整车的安全稳定运行提供了保障。

图5 IGBT驱动电路原理图（图4为此原理图的实物PCBA）

2.3 驱动电路有源米勒钳位技术

在图5红圈内H桥结构中，由于故障被突然被关断的IGBT di/dt电流斜率比较大，通过公式 di/dt*L=U可以看出，di代表在dt一断时间内一个电流的变化量，L代表杂电感，U代表IGBT突然关断Vce产生的尖峰电压。在这种情况下di/dt的斜率比较大，会产生一个或多个尖峰电压，此尖峰电压会通过IGBT内部的寄生电容米勒电容Cgd到IGBT的门极，会导致IGBT误导通，再次引发二次故障或破坏。驱动芯片8pin CLAMP （图5绿圈内）的米勒钳位功能允许通过IGBT的寄生电容Miller电容的电流经过驱动芯片内部的MOSFET低阻抗回路到VCC2的地形成一个完整的回路。因此，驱动电路中有了CLAMP钳位功能在许多应用中，可以避免使用负电源电压，减少硬件设计成本及生产成本等等。在关断期间，驱动芯片CLAMP监控IGBT的门极电压，当门极电压低于典型值的2v时，钳位功能输出会被激活。驱动芯片CLAMP引脚为米勒效益产生的干扰提供电流可以高达2 A电流回路以保证IGBT门极不被误触发IGBT不会误导通，这个技术运用到控制器中，使得新能源电机控制器运行更平稳、可靠、安全、使用寿命周期延长，保证了新能源汽车整车的驱动能力整体性能达到最佳。

2.4 驱动电路高压大电流六层以内PCB layout技术

在图4 PCBA可以看出，考虑到了汽车电机控制器电输入电压、电流都较大，对驱动管IGBT驱动信号抗干扰性能要求较高，dV/dt、di/dt斜率不能太大。在PCB设计中本人采用了六层板，进行PCB layout的设计。六层电路板每层的信号分配为信号层、地线层、电源层、六层板，没有绝对的地线层、电源层、信号层，但是要考虑安规（电气间隙、爬电距离等等）。通过独立的地线层、电源层和PE层，可以对控制信号进行屏蔽，避免信号之间的互相耦合干扰，提供产品的可靠性，改善EMC性能。

图6 六层IGBT驱动电路PCB实物图

3.结束语

本人在控制器的原理图设计、layout、器件选型等设计中，把上面的创新点运用到产品中，经过本人亲自理论计算、Multisim的仿真、调试、试验等追踪，控制器最终产满足了客户要求。本款控制器研发成功，攻克了公司多年来对高压大电流控制器的技术难题，为公司带来了好的声誉，关键技术指标，在业界也是处于领先。

新能源汽车旋变驱动电路讲解

用于AD2S1210旋变数字参考信号输出的高电流驱动器

旋变数字转换器（RDC）广泛应用于汽车和工业应用中，用来提供电机轴位置和速度的反馈信息。

AD2S1210是一款完整的10位至16位分辨率RDC,片内集成了可编程正旋波振荡器，为旋变器提供激励信号。由于工作环境恶劣，AD2S1210的额定温度范围为-40℃至125℃的扩展工业温度范围。下图1所示的高电流驱动器放大AD2S1210的参考振荡器输出并进行电平转换，从而优化了与旋变器的接口。该驱动器是一个使用双通道、低噪声、精密运算放大器AD8662和分立互补发射极跟随器输出级的复合放大器。一个类似的驱动器级用于互补激励输出，从而提供一个全差分信号来驱动旋变器初级绕组。AD8662提供8引脚窄体SOIC和8引脚MSOP两种封装，额定温度范围均为-40℃至125℃的扩展工业温度范围.

  用于AD2S1210 RDC参考信号输出的高电流缓冲器（图1）

一、互补功率放大电路：

     目前使用最广泛的是无输出变压器的功率放大电路（OTL电路）和无输出电容的功率放大器电路（OCL电路），本节介绍OCL电路为例，介绍功率放大电路最大输出功率和转换效率的分析计算，以及功放中晶体管的选择。

1、OCL电路的组成及工作原理

为了消除基本OCL电路所产生交越失真，应当设置合适的静态工作点，使两只放大晶体三极管均工作在临界导通或微导通状态。能够消除交越失真的OCL电路如图2所示。

在上图中，静态时，从+12V经过R5、R6、D1、D2、R7、R8到GND有一个直流电流，它在Q1和Q2管两个基极之间所产生的电压为Ub1b2=UR6+UD1+UD2+UR7,使Ub1b2略大于Q1管发射结和Q2管发射结开启电压之和，从而使两只管子均处于微导通态，即都有一个微小的基极电流，分别为Ib1和Ib2。调节R6和R7,可使发射极静态电位Uout为0V,即输出电压Uo为0V.

当所加信号按正旋规律变化时，由于二极管D1、D2的动态电阻很小，而且R6和R7的阻值也比较小，因而可以认为Q1管基极电位的变化与Q2管基极电位的近似相等，即Ub1≈Ub2≈Ui。也就是说，可以认为两管基极之间电位差基本是一个恒定值，两个基极的电位随Ui产生相同变化。这样，当Ui>0V且逐渐增大时Ube1逐渐变大，Q1的基极电流Ib1随之增大，发射极电流Ie1也必然增大，负载电阻RL上得到正方向的电流；与此同时，Ui的增大使Ueb2减小，当减小到一定数值时，Q2管截至。同样道理，当Ui<0v且逐渐减小时，Ueb2逐渐增大，Q2的基极电流Ib2随之增大，发射极电流Ie2必然也会增大，负载电阻RL上得到负方向的电流；与此同时，Ui的减小，使Ube1减小，当减小到一定数值时，Q1管截至。这样，即使Ui很小，总能保证至少有一个晶体三极管导通，因此消除了交越失真。