MOSFET讲解（12）

MOSFET讲解

管子的开通对另一个管子产生影响，造成误导通。怎么解决这个问题呢？

从干扰的几个因素来考虑：

1、首先从布局上，控制回路要特别小，Id回路也不能太大。

2、地线的干扰影响

3、GS阻抗的影响

4、MOSFET本身的特性的影响

那么，从原理图设计方面讲，可以在GS阻抗上改善。

比如，当下管关闭，上管开通瞬间，会在下管的G端产生一个干扰，让G端的电位上升。我们可以让R4阻值变小，分到更多的电流，直到干扰的电位远低于4.5V导通阈值。但这也会带来一个问题，下管的开通期间会一直有一个较大电流流过R4，而这不是我们所希望的。这种情况在低压时，会好很多，但是高压就不好做了。

开关损耗

在每一次开关过程中，产生的开通损耗和关断损耗。

控制信号的载频越高，则开关损耗越大。

将平台时间尽可能地缩短，当然前提是GD波形尽可能的不发生震荡。

控制信号的幅值大小，也会影响到Rdson的阻值。

最好大于12V，至少大于8V。

体二极管的续流损耗

这里以三相逆变桥电路举例

通过上面的三相六个桥臂的导通时序，来控制右边电机绕组的导通相序。上管斩波，下管恒通的方式进行速度控制。比如在某一时刻，M1 M2导通，其它4个管子截止，那么导通回路如下图所示：

对于电机绕组来说，U相和W相导通，V相悬空。

ON期间（上桥）：M1斩波，M2恒通

源 ----  310V

回路 --- 经过M1 --> U --> W --> M2 --> 310V的地

OFF期间（上桥）：M1斩波，M2恒通

电机的U V作为电感，是一个电流源，电流是不能激变的，并且要维持原来的电流方向不能突变。那么电流会经过M4的体二极管流过。

源：UW电感

回路：W --> M2 --> M4体二极管 --> 回到U端

电流源电感两端的压降被钳位在了0.7V---慢续流。慢续流的好处，因为电机一直有电流，所以平均输出功率就大。

续流期间是站在地上的。

ON期间（下桥）：M2斩波，M1恒通

源：310V

回路：经过M1 --> U --> W --> M2 --> 310V的地

OFF期间（下桥）：M2斩波，M1恒通

源：UW电感

回路：W --> M5 --> M1 --> U

续流期间是站在310V上的。

这种单桥臂斩波的管子，哪个管子发热会大呢？

MOSFET讲解（11）

MOSFET讲解

通过对上面回路的分析，我们认为，对于互补输出电路来说，下管关闭期间，上管瞬间导通，导致下管GS出现干扰，有可能下管误导通。比如说，下管的导通阈值是4.5V。如果干扰波形的幅值小于4.5V，这个是安全的。

误触发信号受哪些因素影响：

1、控制信号和Id电流回路太大；

2、地线的干扰影响；

3、GS阻抗的影响；

4、MOSFET本身特性的影响。

选择MOS管的考量因素：

1、高压管子：AC120V  DC170V以上的管子，建议使用高阈值的管子。

2、低压管子：a）大电流：用高阈值

b）小电流：用低阈值

接下来分析，在死区期间，下管导通是什么样的回路。

下管导通瞬间，上管是关闭的。那么下管导通瞬间，是发生在下管的Rdson从无穷大到很小的过程中的。

那么下管突然导通，M点的电压肯定会被拉低，既然被拉低，必然有一个回路存在。如下图所示：

当下管开通瞬间，会产生上面这条回路。必然对上管的栅极电压产生影响，也会导致在平台期间上管出现误触发。所以，要选择高阈值的管子更好一些。

总结性结论：

1、开通慢，关断快。

2、尽量选择高阈值的管子。

3、选择低阈值的管子。（消费类玩具等行业，低压小功率场合）

4、选择合适的平台宽度。

平台太宽，波形好，但是发热大；

平台太窄，波形不好，产生干扰，发热更大。

MOSFET讲解（10）

MOSFET讲解

我们希望米勒平台的时间短，但是往往容易出现震荡，反而发热更大。另一方面，如果米勒平台时间短，对于高压管子来说，开通时dv/dt大，所包含的谐波分量就大。

什么是谐波分量呢？任何一个波形都可以用若干个正弦波进行叠加，那么，我们MOSFET由于米勒平台时间短，dv/dt就很大，就表示开关波形的沿越陡，棱角越分明。一般我们所说的基波是一个标准的正弦波，dv/dt产生的开关波形，可以由这个基波和很多个高次谐波分量的正弦波叠加。如果沿越陡，谐波分量就越多；如果沿越缓，谐波分量就越少。谐波分量其实是一个辐射源，如果dv/dt越缓，那么谐波分量越少，EMC更加容易通过。

那么，高压管子的平台时间多少合适呢？高频载波的话，米勒平台时间在300ns~1us，那么1us可能发热会大一些，具体要看封装和Id电流的大小，如果最后测试下来，温度能接受，那也是可以的。那么如果MOSFET只用于电源上电和断电时的开关来用，那么这个平台时间长一点也没关系，毕竟是低频的。

对于低压管子来说，由于GS电容偏大，所以Igs电流要大，栅极电阻要更小，建议10R~100R。也就是说，虽然低压的管子GS电容大，但是栅极电阻小，米勒平台的时间也不会太长。

那么，低压管子的平台时间多少合适呢？可以更小一些，90ns~300ns。这些都是个人的一些看法，不代表权威性，要根据自己的项目各自评估。

那么关于高压管子和低压管子，具体的米勒平台的时间，还需要看Vgs波形是否震荡为准。

尤其在MOSFET用于上下桥互补斩波的时候，可能会出现一些问题。什么是上下桥互补斩波呢？

上面这幅图就是上下桥互补输出，意思就是上下管不能同时导通，否则就短路了。上管开通时，下管就要关闭；下管开通时，上管也要关闭，这就是互补输出的含义。

如果驱动上管的PWM信号是S1，驱动下管的PWM信号是S2。

那么S1为低，S2为高；S1为高，S2为低。同时，我们也知道，MOSFET的开通和关断都是有延时的，再加上刚刚说的MOSFET开通或关断出现震荡，那么，有可能出现上下互通的情况。一般我们避免这种情况发生，会加一个死区。

可以让开通延时，下降时间不变。这就是我们互补输出方式。

在GS波形正常情况下，上面这个电路是没有问题的。但是由于GD之间是有电容的。

假设我们的管子开通快，关断也快。另外，我们前面也讲到过，GD之间的米勒电容Cgd与漏极电压有关。那么接下来，讨论在死区期间，其中一个管子开通的一瞬间，对另一个管子GS波形的影响。

在死区期间，C4 和C7是如何分压的啊？M点实际上是分压了Vbus的一半是吧，这里M点在死区期间的电压是155V。

假设死区时间过后，上管先导通的瞬间，M点的电压从155V变成310V，有一个很高的dv/dt，而且瞬间会留下来一个很大的电流，那么理想情况下肯定是往负载那边流走，但事实上，会通过C5电容流到S2端，同时也会经过C6流到地。这是因为下管关闭，S2为0V，C6相当于短路，但更主要的电流还是流过C6。

那么，既然对C6电容进行充电，C6的电压就会往上升，就有可能导致达到下管的开通阈值电压，那么下管就会误导通。

MOSFET讲解（9）

MOSFET讲解

　　我们上次讲了，怎么降低开关损耗：

1、增大Igs电流：减小栅极电阻；栅极驱动的电流能力要大，充放电2个方向。

2、提高Vgs驱动电压：±20V，±15V，±12V。

　　上面讲的方法，都可以把米勒平台的时间变短，最大的好处就是降低开关损耗。那么这种开关损耗的降低，会不会带来其它问题呢？

在米勒平台时间内，GS电流回路受GS电容、Cgd电容、Id、Vd、驱动电流Igs以及Layout回路大小、板级走线、MOSFET内部电感的影响。那么这些影响会让Vgs波形容易发生震荡。

其实，GS电流不仅仅受到Cgs电容影响，它还有另一条回路，也就是受到米勒电容Cgd的大小影响。

那么，之前我们也说了，米勒电容Cgd的大小其实也受漏极电压Vd的影响，Vd电压越高，Cgd越大；Vd电压越低，Cgd越小；也就是说GS电流也间接受到Vd电压的影响，Vd电压高，受米勒电容影响更大。

然而，对于高压管子来说，Vd越大，它的Id电流一般就小。也就是说，高压管子，米勒电容大，DS电流小，那么，高压的管子开通就会容易震荡。

同样的，对于低压管子来说，Vd电压低，米勒电容小，那么低压的管子，一般Id电流大，那么，低压的管子在关断的时候就会容易出现震荡。下面来进一步说明一下。

如上图所示。对于高压的管子来说，如果带PFC模块的话，一般Vbus电压都会达到390V、400V的样子。这么高的电压，MOS管在开通时，Vd就要从400V迅速降低到0V，所以漏极的dv/dt是很大的。如果米勒平台时间越短，那么dv/dt就会越大。同样的，对于低压的管子来说，如果米勒平台越短，那么di/dt就会越大。

总结一下，如果将米勒平台变短的话：

对于高压小电流管子的开通，dv/dt 大；

对于低压大电流管子的关断，di/dt 大。

　那么DS的迅速变化（dv/dt，di/dt），会通过米勒电容Cgd反馈到栅极，也会通过Cgs电容传递到栅极，影响到栅极的驱动波形，就会在栅极的平台区域出现干扰。也就是说，高压管子在开通过程中，DS内阻由无穷大变为很小；低压管子在关断过程中，DS内阻由很小变为无穷大。

结论：

低压大电流的系统，管子的关断比较难做；

高压小电流的系统，管子的开通比较难做。

高压管子开通时，为什么震荡呢？除了dv/dt引起的以外，还会由于LC引起的震荡，L是走线电感以及MOSFET的内部寄生电感；C就是Cgs和Cgd。这个震荡是没有办法根除的，只有减小这个震荡。这与栅极驱动电路走线和地的处理都有关系的；还与整个驱动回路的大小有关系，回路要尽量短；还与Id电流有关系。

如果在米勒平台区出现震荡，那么管子就会发热严重，容易损坏，不能抗冲击。所以，在GS电压确定的时候，栅极驱动电阻和米勒平台时间的关系，很重要了。

栅极电阻的取值：

高压管子： 栅极电阻 取百Ω级，100R~330R。

分析：高压管子内部是有很多个小管子串的，所以GS电容偏小，那么，栅极驱动电阻不能太小，否则平台时间短，dv/dt容易引起震荡，结果发热更大。那么，需要有一个大一点的电阻，但也不能是KΩ级的，否则平台时间按长，发热也大。从另一方面说，米勒平台是一个危险区域，希望快速通过，所以Igs驱动电流就要大。这个驱动电流Igs要和栅极电阻以及米勒电容匹配好，一般都是100R~330R。

MOSFET讲解（8）

MOSFET讲解

接下来我们讨论一下Igs电流。

由于下拉电阻R2比栅极驱动电阻R3大很多，所以，接下来分析时忽略掉下拉电阻，这个时候就要看电容了。刚开始充电的是时候，电容的电压为0。所以，最开始的充电电流就是12V/100R=120mA，这就是Igs最开始的充电电流。

那么，如果GS电容的电充满了，对于R2下拉电阻这条电路而言的电流就是12V/18K=0.67mA，是一个特别小的电流。通过分析，我们知道，Igs电流是和Vgs电压是反过来的。

上面这张图包含了MOSFET相关的一些波形关系，当然也是理想的波形图。另外，还有朋友在实测时，发现Vds电压波形与Id的电流波形是不同相位的，电流滞后于电压，这是由于电流探头精度不高引起的。电流探头上有一个频率，如果是Hz级别的，肯定是不行的，测不准的。电流能响应的开关频率要高才行，这样的探头要1万元左右，而且是有源电流探头，而价格低的电流探头延时性就很大。

虽然当米勒平台区过了之后，Vgs的电压会继续升高，但是随着Vgs的不断升高，Rdson还是会有变化，只有达到一定的电压了，Rdson才会达到数据手册上所宣称的阻值。实际上，根据大量的经验，一般我们认为当Vgs两端的电压达到10V以上时，Rdson才会达到最小值，如果再给一个余量的话，建议Vgs驱动电压差不多12V或15V，这也是因为这两个电压经常在电路中用到。

我们通过分析知道，MOSFET的米勒平台区域是最危险的区域。那么在整个MOSFET一个周期内，它的损耗有哪些呢？

t0-t1时刻，无损耗；

t1-t2时刻，有损耗，用平均电流Id/2*Vds；

t2-t3时刻，有损耗，用平均电压*Id；

t3-饱和导通时刻，有损耗；

饱和导通之后，导通损耗，Rdson*Id^2。

那么关断波形和开通是接近的，这里就不作分析了。

由于MOSFET在开通期间，既有电压又有电流，则存在开通损耗；那么在关断期间，也会有损耗，叫做关断损耗。

总结一下，MOSFET的四大损耗：开通损耗、关断损耗、导通损耗、续流损耗

由于Vbus电压和负载电流不能改变，所以开关损耗由米勒平台的时间决定的。要想降低开关损耗，就要缩短米勒平台的时间，减小栅极电阻的阻值，增大栅极驱动电流；提高栅极驱动电压；还有就是选择米勒电容的大小，也就是快管或慢管。